eng
Содержание
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие научного редактора . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7
Предисловие . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9
Выражение признательности . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
Об авторе . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13
Глава 1. Тематика беспроводной связи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
1.1.
Введение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14
1.2.
Обзор стандартов беспроводной связи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15
1.3.
Причины конвергенции беспроводных сервисов . . . . . . . . . . . . . . . . . 56
1.4.
Вероятностный анализ и анализ обработки сигналов . . . . . . . . . . . . . . 63
1.5.
Представление полосовых сигналов и подсистем . . . . . . . . . . . . . . . . 66
1.6.
Определение чувствительности приемника . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 76
Глава 2. Теория модуляции . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80
2.1.
Препятствия модуляции . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 80
2.2.
Различные схемы модуляции . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 94
2.3.
Сравнение схем модуляции . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 150
Глава 3. Беспроводной многолучевой канал . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 161
3.1.
Аддитивный белый гауссов шум . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 161
3.2.
Явление рэлеевского многолучевого замирания . . . . . . . . . . . . . . . . . 163
3.3.
Явление многолучевого замирания Райса . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 170
3.4.
Частотно-избирательное замирание . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 173
3.5.
Помехи искусственных систем, созданных человеком . . . . . . . . . . . . . 196
3.6.
Потери на трассе распространения . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 199
3.7.
Рассмотрение коррекции . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 207
3.8.
Методы моделирования многолучевого замирания . . . . . . . . . . . . . . . 210
3.9.
Рассмотрение появления/исчезновения многолучевого
распространения . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 217
Глава 4. Методы детектирования модуляции . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 227
4.1.
Отличие практики и теории . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 227
4.2.
Когерентное детектирование . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 228
4.3.
Некогерентное детектирование DQPSK (дифференциальной
квадратурной фазовой манипуляции) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 245
4.4.
Некогерентное детектирование MSK (манипуляции с минимальным
частотным сдвигом) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 265
4.5.
Сравнение значений вероятности битовой ошибки . . . . . . . . . . . . . . . 271
Глава 5. Методы улучшения эффективности . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 291
5.1.
Коды прямого исправления ошибок . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 291
5.2.
Методы комбинирования разнесения пространственных
антенн приема . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 336
5.3.
Методы пространственного разнесения антенн передачи . . . . . . . . . . . 358
5.4.
Рассмотрение бюджета линии связи . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 364
Приложение 5А . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 369
Глава 6. Обработка цифрового сигнала приемника . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 374
6.1.
Временное выравнивание (EQ) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 374
6.2.
Пространственно-временное выравнивание (STE) . . . . . . . . . . . . . . . 389
6.3.
Выравнивание частотной области . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 405
6.4.
Восстановление тактовой синхронизации символов . . . . . . . . . . . . . . 407
6.5.
Оценка качества канала (CQE) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 417
6.6.
Автоматическое управление частотой . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 422
6.7.
Общая структурная схема приемника . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 430
Глава 7. Широкополосный множественный доступ с кодовым
разделением каналов 3 го поколения (3G CDMA) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 437
7.1.
Введение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 437
7.2.
Принцип RAKE-приемника . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 440
7.3.
Рассмотрение 2G-95 CDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 445
7.4.
Архитектура RAKE-отвода и эффективность . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 451
7.5.
Свойства кода псевдослучайного шума . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 458
7.6.
Обзор физического слоя WCDMA . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 468
7.7.
Обзор высокоскоростного прямого пакетного доступа (HSDPA) . . . . . 545
7.8.
Высокоскоростной обратный пакетный доступ (HSUPA) . . . . . . . . . . 563
7.9.
Оптимизация мощности в многолучевой среде . . . . . . . . . . . . . . . . . . 570
Глава 8. Методы оценки компьютерного моделирования . . . . . . . . . . . . . . . 582
8.1.
Введение в моделирование . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 582
8.2.
Метод Монте-Карло . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 585
8.3.
Модифицированный метод Монте-Карло, или метод выборки
по значимости . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 588
8.4.
Улучшенный метод выборки по значимости . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 595
8.5.
Метод хвостовой экстраполяции (TEM) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 596
8.6.
Полуаналитический метод . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 599
8.7.
Общее рассмотрение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 602
Глава 9. Рассмотрение 3 го поколения и перспективы на будущее . . . . . . . . . 604
9.1.
Введение . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 604
9.2.
Мультимедийные сервисы и сервисы мобильного ТВ . . . . . . . . . . . . . 615
9.3.
Некоторые образцы статистики по терминалу 3G
(оборудованию пользователя) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 629
9.4.
Эволюция высокоскоростного пакетного доступа . . . . . . . . . . . . . . . . 635
9.5.
Методы множественного входа — множественного выхода . . . . . . . . . 639
Приложение А . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 646
Приложение B . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 654
Приложение С . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 655
Приложение D . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 657
Приложение Е . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 658
Приложение F . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 660
Список английских сокращений и аббревиатур . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 662
Предметный указатель . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 663
ПРЕДИСЛОВИЕ НАУЧНОГО РЕДАКТОРА
Сотовая связь является одной из наиболее быстро развивающихся технологий,
в ней активно используются самые последние достижения науки и техники.
За тридцать с небольшим лет, прошедших с момента появления сотовой связи
(первые сети сотовой связи были запущены в Саудовской Аравии, Швеции,
Дании, Норвегии, Финляндии и Испании в 1981—1982 годах), создано уже че-
тыре поколения таких сетей. При этом уже в сотовых сетях первого поколения
была реализована передача цифровых данных по принципу частотной телегра-
фии (сети NMT-900 и NMT-450J). Услуга передачи данных предоставлялась
дополнительно к основному голосовому сервису, при этом скорость передачи
данных составляла 4,8 Кбит/с. Тогда мало кто предполагал, что со временем
именно передача цифровых данных, а не речевая связь, станет основным сер-
висом сотовой связи.
Цифровые сотовые сети второго поколения, пришедшие на смену аналого-
вым сетям в середине 90-х годов XX века, унаследовали возможность передачи
данных в голосовом канале, при этом скорость передачи данных возросла до
9,6 Кбит/с и вполне устраивала большинство пользователей. Но уже через 2—
3 года, на рубеже XX и XXI веков, развитие Интернета и мультимедийных тех-
нологий заставило разработчиков стандартов сотовой связи серьезно заняться
проблемой повышения скорости передачи данных.
Данная книга посвящена третьему поколению сетей сотовой связи. В на-
стоящее время именно на этой технологии основана работа большинства сото-
вых сетей в мире. Понимание принципов работы сетей третьего поколения и
их потенциальных возможностей необходимо специалистам, как проектирую-
щим оборудование и сети связи, так и осуществляющим повседневную эксп-
луатацию таких сетей.
В книге изложены базовые принципы работы сетей связи с кодовым разде-
лением каналов (CDMA). При этом даже самые сложные аспекты теории циф-
ровой модуляции и помехоустойчивого кодирования изложены простым и до-
ступным языком с минимальным привлечением сложных математических
выкладок. В книге подробно рассмотрены принципы работы адаптивных ан-
тенных систем и адаптивных методов цифровой модуляции и кодирования.
Хотя адаптивные антенные системы не получили широкого распространения
в реальных сетях 3G, в настоящее время наблюдается новая волна интере-
са к ним уже применительно к следующему, четвертому поколению сотовой
связи.
Большое внимание в книге уделяется вопросам оценки пропускной спо-
собности и емкости сети в целом с использованием моделирования на ЭВМ.
Получение адекватных оценок этих параметров крайне важно для проектиро-
вания сетей и определения требований к алгоритмам обработки сигналов и
управления передачей.
В настоящее время все чаще можно слышать заявления операторов о ско-
ром переходе к четвертому поколению сотовой связи, обычно такие заявления
связаны с внедрением технологии LTE. Но при этом не следует забывать, что
LTE — это Long Term Evolution — долговременный процесс эволюционного
развития систем связи, основанный на усовершенствовании европейской сети
3G, которая, в свою очередь, должна рассматриваться как дальнейшее разви-
тие технологии GSM, относящейся ко второму поколению сотовой связи. Все
эти системы развиваются в рамках европейской ассоциации 3GPP и совмести-
мы по частотным диапазонам, полосам сигнала и во многом по сетевой инф-
раструктуре. Поэтому предлагаемая читателям книга ни в коей мере не являет-
ся устаревшей. Ее прочтение может быть рекомендовано всем студентам
радиотехнического профиля и техническим специалистам, занятым в развитии
и эксплуатации сетей сотовой связи.
Василий Иванович БОРИСОВ,
научный руководитель — заместитель
генерального директора ОАО «Концерн «Созвездие»,
член-корреспондент РАН,
профессор, доктор технических наук,
лауреат Государственной премии СССР
и Государственной п ремии РФ
Посвящаю своей удивительной любящей семье
Нинамари, Джованни и Джакомо
ПРЕДИСЛОВИЕ
Распространение беспроводных цифровых видов связи заложило фундамент
того, что станет беспрецедентной потребностью мощностей при одновремен-
ном обеспечении глобальной мобильности. Этот рост повсеместных систем
вынудит конструкторов принять сложные и трудные технологические реше-
ния. Как и в любой области, будут приняты решения, основанные на прочной
инженерной базе. Я написал данную книгу именно по этой причине.
Темы, рассматриваемые в этой книге, дадут читателю представление о во-
просах, с которыми конструкторы сталкиваются каждый день. Замысел книги
заключается в том, чтобы начать со сравнения схем модуляции и продолжить
рассмотрением канала замирания вследствие многолучевого распространения,
где сравниваются модели компьютерного моделирования. Подробно представ-
лены и объясняются различные методы когерентной и некогерентной демоду-
ляции, используемые в приемнике. Далее даются методы оптимизации эффек-
тивности, за которыми следуют избранные функции обработки цифровых
сигналов. Приводится обзор сотовой системы широкополосного множествен-
ного доступа с кодовым разделением каналов, перед тем как представить
ее эволюционный путь. Рассматривается сравнение методов компьютерного
моделирования, используемых в оценке ошибок. Все это дано для того, чтобы
книгу можно было использовать на аспирантских курсах по конструированию,
а также в качестве справочника для инженеров и ученых, конструирующих
беспроводные цифровые системы связи.
В главе 1 приводится обзор некоторых систем беспроводной связи, ис-
пользуемых в прошлом и в настоящее время. Это даст возможность сравнить
некоторые варианты конструкции и выделить параметры системы, являющие-
ся существенными в надежной связи. Рассматриваемые системы включают
персональные сети, беспроводные локальные сети, сотовую связь и пейджин-
говые системы. Дается описание тенденций в сфере мобильных устройств и
в этом контексте приводятся реконфигурируемые приемники, содействующие
поддержанию нескольких беспроводных стандартов, требуемых для приемле-
мой связи.
В главе 2 содержатся различные схемы модуляции с точки зрения спект-
ральной эффективности, сложности приемника и пропускной способности
линии связи. Кроме того, описывается путь эволюции, представляющий
собой правило отображения. Трактовка данной главы с точки зрения пе-
редатчика дает возможность рассмотреть проблемы подроста спектра. Это
становится допустимым с моделью нелинейного усилителя передаваемой
мощности.
В главе 3 особое внимание уделяется модели канала беспроводной связи.
Приводится введение в неглубокое замирание частоты и в частотно-селектив-
ное замирание. Дается сжатое рассмотрение потерь пути распространения как
микросотового, так и макросотового размещения в различных странах во всем
мире. Кроме того, приводится доступное обобщенное описание измерений
разброса задержки, выполняемых как в помещении, так и на улице. В главе
содержится анализ зависимости частоты от явления модели частоты (т.е. поте-
ри на трассе, затенение и т.д.). Наконец, даются модели компьютерной ими-
тации для канала замирания вследствие многолучевого распространения в ка-
честве подспорья конструктору беспроводной системы при компьютерном
моделировании.
В главе 4 мы обращаем внимание на приемник, приводя различные мето-
ды демодуляции как для когерентного, так и для некогерентного детектиро-
вания. Это сравнение делается на основе вероятности битовой ошибки (BER);
в качестве двух выбранных образцовых схем модуляции были взяты схемы
II/4-DQPSK (дифференциальное четвертичное переключение со сдвигом фа-
зы) и GMSK (гауссова манипуляция с минимальным частотным сдвигом);
однако при условии небольшой модификации методы детектирования могут
использоваться для других схем модуляции. Делается попытка унификации
вероятности битовой ошибки для каждого из выбранных детекторов.
В главе 5 содержатся темы оптимизации эффективности. Во многих видах
применения результирующая эффективность системы на основе вышеуказан-
ного материала является недостаточной для того, чтобы обеспечить надежный
канал связи. Отсюда рассматриваются методы оптимизации эффективности,
позволяющие конструктору системы создать надежную систему связи. Приво-
дятся режимы одновременной работы (с чередованием адресов) и неодновре-
менной работы (без чередования адресов), чтобы подчеркнуть их способность
перенаправления очередей ошибок. Для сравнения блоковых кодов, сверточ-
ных кодов, кодов Рида—Соломона, турбокодов рассматриваются методы пря-
мого исправления ошибок (без повторной передачи), а также методы пункти-
рования. Предпринимается попытка сравнить их эффективность с каскадным
кодированием, для того чтобы подчеркнуть близость рабочей точки к пределу
Шеннона. Далее дается трактовка методов комбинирования пространственно-
го разнесения антенн, включая переключение, комбинирование максимально-
го коэффициента и оптимальное комбинирование. Делается сравнение вероят-
ности битовой ошибки всех методов, а также там, где необходимо, приводятся
теоретические уравнения. Наконец, рассматриваются два метода пространст-
венно-временного разнесения передатчика. Здесь в рассмотрение может быть
включен пример бюджета линии связи и использован в качестве демонстраци-
онного средства того, где оптимизации эффективности могут иметь значитель-
ное влияние на всю систему.
В главе 6 рассматриваются различные алгоритмы обработки цифровых сиг-
налов, как правило используемые в беспроводных цифровых системах связи.
Выравнивание приводится в качестве средства борьбы с межсимвольными по-
мехами канала частотно-избирательного замирания. Знакомство с LMS, RLS и
DMI дается в контексте обучения выравниванию и слежения. Сравнивается
эффективность пространственно-временного выравнивания в средах различ-
ных каналов. Используется инструмент собственного спектрального разло-
жения для того, чтобы подчеркнуть соотношение между оптимизацией эф-
фективности и собственными значениями. Приводится эквивалентность
алгоритма оценки последовательности максимальной вероятности и различ-
ных методов комбинирования антенн. По мере того как беспроводные систе-
мы эволюционируют в направлении мультиплексирования с ортогональным
делением частот, выполнение функций обработки сигнала в частотной облас-
ти может быть более реальным, чем выполнение этих функций в сфере време-
ни. Именно по этой причине автор знакомит читателя с выравниванием час-
тотной области. Также приводятся различные алгоритмы восстановления
тактовой синхронизации символов (и битов) и обсуждается ухудшение эффек-
тивности из-за ошибок синхронизации. Далее сравниваются различные мето-
ды оценки качества канала и приводятся сценарии их потенциального исполь-
зования. Наконец, даются несколько алгоритмов частотной коррекции и
рассматривается их эффективность.
В главе 7 приводится глубокий обзор стандарта широкополосного мно-
жественного доступа с кодовым разделением каналов CDMA (WCDMA), охва-
тывающего такие темы, как высокоскоростная пакетная передача в прямом
канале и высокоскоростная пакетная передача в обратном канале. Эта глава
знакомит с сетью UTRAN (сеть наземного радиодоступа), UE оборудование
пользователя) и физическим слоем. В обзоре DS-CDMA (множественный
доступ с кодовым разделением каналов и прямым расширением спектра) при-
водится в качестве примера североамериканской сотовой системы с расширен-
ным спектром. Рассматриваются методы генерации кода PN (псевдослучай-
ный код, такие как максимальная длина, код Голда, код Уолша, код Кассами
и т.д., а также статистические свойства. Приводится RAKE-приемник и ге-
нерализированные RAKE-операции, в частности такие, как оценка канала
и временное слежение. Обсуждается воздействие межчиповых помех на выход
RAKE-приемника, где приводится новое отклонение. Рассматриваются не-
сколько существенных функций обработки сигнала, необходимых в системах
расширенного спектра, в частности многолучевой поиск, комбинирование
RAKE-отводов, управление мощностью на основе соотношения сигнала к по-
мехам (т.е. разомкнутый, замкнутый внутренний и замкнутый внешний кон-
тур), декодирование комбинации транспортного формата и процедуры канала
доступа. Приводятся результаты моделирования эффективности линии связи
современных приемников, как это предусмотрено стандартом 3GPP.
В главе 8 приводится краткая трактовка методов компьютерной имита-
ции, которые находятся в распоряжении конструктора системы. По мере
эволюции систем и постоянного их усложнения выведение одного точного
поддающегося математической обработке уравнения, описывающего эффек-
тивность системы, является нелегкой задачей. Отсюда компьютерные имита-
ции (моделирование) получили мировое признание в качестве метода оценки
эффективности системы. Назначение данной главы — довести до сведения
конструктора существующие многочисленные методы компьютерного мо-
делирования. Глава открывается с хорошо известного метода Монте-Карло,
в котором не делаются допущения, касающиеся шумовой статистики,
но имеется условие продолжительного времени работы. Вводятся различные
методы для сокращения времени работы моделирования, в частности такие,
как отборка по значению, оптимизированная отборка по значению и экстра-
поляции хвостовой части. Наконец, приводится полуаналитический подход,
обеспечивающий преимущество, состоящее в кратчайшем времени работы
компьютерного моделирования.
В главе 9 приводится рассмотрение многочисленных тем, в частности таких,
как мультиплексирование с ортогональным делением частот (OFDM) и исполь-
зование его для долгосрочной эволюции третьего поколения (3G LTE) и мо-
бильного ТВ; рассмотрение доставки вещания по каналам вещания и многоад-
ресной доставки (MBMS — мультимедийное широковещание); обзор стандарта
DVB-H (европейский стандарт цифрового вещания) в целях рассмотрения
доставки мобильного ТВ на нестационарные терминалы. Также приводится
краткое сравнение конкурентных механизмов доставки (т.е. MediaFLO). По
мере того как сети и оборудование пользователя (UE) продолжают развиваться
в направлении системы на пакетной основе, необходимо решать определенные
касающиеся системы проблемы, вытекающие из этих методов. В главе дается
обзор функции непрерывной пакетной связности 3GPP (СРС) для решения во-
просов динамического поведения оборудования пользователя (UE). Делается
сравнение рассмотрения канонической архитектуры оборудования пользовате-
ля, а также называются узкие места по эффективности, для того чтобы обозна-
чить напряжения, возникающие внутри UE. Обсуждается эволюция HSPA (вы-
сокоскоростная пакетная передача данных), связанная с 64-QAM, 16-QAM —
квадратурная амплитудная модуляция, MIMO — многоканальный вход — мно-
гоканальный выход, VoIP — передача голоса/речи через Интернет и т.д., наряду
с возникающими в этой связи дополнительными требованиями.
И последнее, безусловно, по порядку, но не по значению, — приводятся
приложения, содержащие насколько возможно полно различные математиче-
ские уравнения, характеризующие вероятности битовой ошибки для методов
модуляции, рассматриваемых в книге. Назначение приложений — предоста-
вить читателю один источник справочной информации при рассмотрении иде-
альной эффективности.
В книге мною использовались как теоретические результаты, так и резуль-
таты компьютерного моделирования для объяснения соответствующих поня-
тий. Я надеюсь, что вы получите удовольствие от знакомства с материалом и
найдете эту книгу интересной.
Джозеф Боккуцци, Ph.D.
ВЫРАЖЕНИЕ ПРИЗНАТЕЛЬНОСТИ
Данная книга является результатом моего 20-летнего профессионального
опыта в области цифровой связи, когда мне довелось работать в таких выда-
ющихся компаниях, как «Итон Корп.», «Моторола Инк.», «Эй Ти энд Ти
Белл Лэбз», «Каденс Дезайн Системз», «Морфикс Текнолоджи», «Инфинеон
Текнололджиз» и «Бродком Корп.». Кроме того, материал на протяжении
многих лет эффективно использовался во время преподавания в «Бессер Ас-
соушиейтс», а также когда я был адъюнкт-профессором Политехнического
университета Нью-Йорка. Я получил великолепные отзывы во время этих за-
нятий, благодаря которым мне удалось улучшить содержание и подачу мате-
риала в этой книге.
В заключение я не могу не выразить свою признательность моему редакто-
ру Стиву Чапману из издательства «МакГро-Хилл» и Гите Раман, руководите-
лю проекта в «Ай Ти Си», которые предлагали поправки, давали советы, не
позволяли забыть об ответственности и обеспечили условия для выхода книги
в срок.
ОБ АВТОРЕ
Джозеф Боккуцци имеет степень Ph.D., главный научный сотрудник по раз-
работке систем «Бродком Корп.». Ранее работал архитектором и техническим
директором в «Инфинеон/Морфикс Текнолоджи», старшим техническим
менеджером в «Каденс Дизайн Системз», конструктором в «Мотороле» и ин-
женером в «Итон Корп.», был членом технического персонала в «Эй Ти энд
Ти Белл Лэбз». Доктор Боккуцци также преподает на курсах аспирантского
уровня по электротехнике, является автором многочисленных статей и работ
для IEEE и международных конференций; владеет более 15 внутренними
и международными патентами и выступал с публичными лекциями перед раз-
личными организациями во всем мире.
ГЛАВА 1
ТЕМАТИКА БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ
1.1. Введение
Беспроводная связь позволила создать самые разнообразные сервисы, начиная
с голосовой связи, передачи данных, а теперь и мультимедийные сервисы.
В настоящее время мы вступаем в невиданную ранее эпоху, когда сотовые
телефоны, ноутбуки, камеры, карманные переносные компьютеры (PDA) и
телевизоры потенциально реализуются в одном потребительском электронном
устройстве.
С момента зарождения сотовой связи мы приучили себя наслаждаться сво-
бодой, которую предоставляет нам мобильность. Сотовой системой первого по-
коления была AMPS — аналоговая мобильная телефонная система. В ней ис-
пользовалась традиционная схема частотной модуляции (FM), обеспечивающая
связь между пользователями голосовой связи. Речь пользователя непосредст-
венно преобразовывалась модулятором FM для передачи по беспроводной сре-
де. Эта система характеризовалась проблемами качества передачи голоса, в осо-
бенности на границе соты, и низкой абонентской емкостью [1—3].
И вот наступила эпоха цифровой связи! В сотовых системах второго поко-
ления (2G) использовались схемы цифровой модуляции, а именно: дифферен-
циальная 4-кратная фазовая манипуляция со смещением р/4 (р/4-DQPSK) и
минимальная манипуляция с гауссовской фильтрацией (GMSK). Речь оциф-
ровывалась, защищалась от ошибок и передавалась в конкретное время, с час-
тотой или областью кода. Эти достижения способствовали улучшению качест-
ва передачи голоса и абонентской емкости. Системами второго поколения
являются: североамериканская система TDMA (IS-136) (множественный до-
ступ с временным разделением каналов), групповая специальная мобильная
система (GSM), североамериканская система с расширенным спектром (IS-95)
и японская цифровая сотовая система (JDC). Это, безусловно, не полный пе-
речень, при этом GSM фактически является глобальным стандартом, иначе
говоря, более широко используемой системой во всем мире.
Сотовые системы второго поколения имели не только низкую абонент-
скую емкость, но и низкие скорости передачи данных абонента, поскольку
уже в то время создавались такие виды применения, в которых требовались
действительно более высокие скорости передачи данных, для того чтобы в
полной мере использовать преимущества этих систем. Благодаря достижениям
в обработке сигналов и прорывам в технологии, используемой в устройствах
связи, срок службы систем второго поколения (2G) был продлен за счет того,
что широко стало называться системами второго с половиной поколения
(2,5G). В этот момент GSM превратился в общую службу пакетной радиопере-
дачи (GPRS) и увеличенные скорости данных для глобальной эволюции
(EDGE), но все еще продолжает свою эволюцию. Аналогичным образом IS-95
превратился в CDMA2000 и также продолжает эволюционировать.
В этот период был проведен ряд исследований, для того чтобы сравнить
множественный доступ с временным разделением каналов (TDMA) и множе-
ственный допуск с кодовым разделением каналов (CDMA) для сотовой систе-
мы следующего поколения. По причинам, которые станут понятными в после-
дующих разделах, CDMA заняли преобладающую позицию, и в настоящее
время у нас имеются системы третьего поколения (3G), основанные на широ-
кополосном CDMA (WCDMA). WCDMA продолжает увеличивать абонент-
скую емкость и скорости передачи данных абонента, таким образом шире от-
крывая двери для беспроводных видов применения в области переключателя
каналов и пакетов.
По мере нашего движения вперед и глобального признания систем
WCDMA/CDMA2000 мы продолжаем стремиться к системе четвертого поко-
ления (4G), которая должна не только и далее увеличить скорости передачи
данных и абонентскую емкость, но и поддерживать различные смешанные
сервисы. Эти изменения будут обеспечиваться оптимизацией самой сети.
Однако история повторятся, и мы становимся свидетелями эволюции
в форме вариантов систем 3G. Эти варианты, например, обращены на сервисы
интернет-протокола наряду с увеличением скорости передачи данных абонен-
та для поддержания таких видов применения. В частности, мы имеем в виду
развитие WCDMA в HSDPA/HSUPA (высокоскоростная пакетная передача
в прямом канале/высокоскоростная пакетная передача в обратном канале),
а также долговременный процесс эволюционного развития систем связи (LTE),
и развитие CDMA2000 в системе 1хEVDO/DV (эволюционные оптимизирован-
ные системы данных/системы данных и голоса).
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи
В данном разделе приводится обзор различных стандартов беспроводной свя-
зи. Наша цель состоит в том, чтобы представить несколько стандартов бес-
проводной связи, охватывающих весь спектр возможностей сервиса. С одной
стороны спектра у нас имеется персональная сеть (PAN), в которой разме-
щаются пользователи с низкой мобильностью, работающие в малой зоне ох-
вата. Затем мы обсудим локальную сеть (LAN) и продолжим рассмотрение
широкой сети (WAN), находящейся на противоположном конце диапазона,
в которой размещаются высокомобильные пользователи, работающие в боль-
ших зонах охвата.
По мере знакомства с содержанием нашей книге вы узнаете, почему
были приняты определенные решения, касающиеся конструкции систем, по
конкретным стандартам беспроводной связи. Нашей целью также является
представить сотовые системы 2G, а также соответствующие им сотовые сис-
темы 3G. Эти обзоры послужат справочником, а также приводятся для срав-
нения, поскольку позднее мы будем рассматривать пути эволюции этих стан-
дартов.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 15
Поскольку сотовые стандарты в классическом виде всегда были посвяще-
ны голосовой связи, мы бы хотели представить структурную диаграмму пере-
датчика для такого вида применения (см. рис. 1.1).
1.2.1. Североамериканский множественный доступ
с разделением каналов IS-136 TDMA
В данном подразделе мы опишем физический слой для североамериканской
цифровой сотовой системы (NADC) TDMA [4]. В этой системе используется
дуплексная передача с частотным интервалом (FDD) для связи по обратному
и прямому каналам. Ниже мы приводим некоторые особенности высокого
уровня этой цифровой сотовой системы.
Скорость передачи в битах — 48,6 Кбайт/с (общая скорость передачи канала).
Модуляция — дифференциальная 4-кратная фазовая манипуляция со сме-
щением р/4 (р/4-DQPSK) с фильтрацией SRC со спадом б = 0,35.
VSELP (возбужденный линейный прогноз векторной суммы) —
7,95 Кбайт/с.
Голосовое кодирование — 3 пользователя на канал 30 кГц для полной ско-
рости, 6 пользователей на канал 30 кГц для половины скорости.
Начало МАНО — метод автоматического переключения абонента с одной
БС на другую, при котором его мобильная станция выполняет измерение
уровня сигнала и передает эти данные (результаты измерения) на базовую
станцию.
Длина кадра TDMA равна 40 мс.
Упреждающее исправление ошибок (FEC) по голосу.
Передача служебных сигналов в основной полосе (FACCH — высокоско-
ростной совмещенный канал управления).
Метод сигнализации, использующий частоты за пределами основного ка-
нала или протокола (SACCH — низкоскоростной совмещенный канал управ-
ления).
Соотношение временного сегмента между прямым и обратным каналом
приводится на рис. 1.2, но прежде всего необходимо понять, что прямой канал
может непрерывно передаваться, в то время как обратный канал может пере-
Рис. 1.1. Типичная функциональная структурная схема передатчика
Генерация
кадров
Передача
радиочастоты
Пакет/кадр Модулятор
Чередование
битов
Кодирование
каналов
Кодирование
Речевой
кодер
даваться только пакетами. Пользователи будут совместно разделять ширину
частотной полосы канала посредством временного уплотнения каналов на
структуру кадра. Пользователь, как правило, будет передавать дважды (пару
временных сегментов) на кадр 40 мс; например, биты данных пользователя
могли передавать сегментами 1 и 4, или сегментами 2 и 5, или сегментами 3
и 6. Этот режим работы называется полной скоростью. Режим половины ско-
рости достигается, когда пользователи занимают один временной сегмент в те-
чение кадра 40 мс.
Мы воспользуемся этим стандартом для объяснения некоторых важных на-
блюдений, которые были сделаны в эволюции AMPS в цифровые системы [5].
На рис. 1.3 мы строим график качества голоса как функции отношения «несу-
щая—помехи» (C/I). Существует несколько способов, с помощью которых
этот рисунок может быть рассмотрен; мы рассмотрим один. Можно рассмотреть
ось Х следующим образом: по мере того как мы приближаемся к обслуживаю-
щей базовой станции, С/I увеличивается. Если продолжать действовать таким
же образом, а затем уйти от базовый станции, то получится меньшее отношение
С/I, в частности такое, как на границе соты. Метод, используемый для числово-
го выражения качества голоса, заключается в том, чтобы предоставить слушате-
лям различные образцы записей голоса при различных условиях канала, а затем
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 17
Передача
базовой
станции
45 символов
117 символов
Прием
базовой
станции
Рис. 1.2. Временное соотношение обратного и прямого канала NADC
1 кадр = 40 мс
Частотная модуляция
Качество аналоговая
голоса цифровая
Отношение «несущая—помехи» (дБ)
Рис. 1.3. Качество голоса
оценить качество голоса по шкале от 1 до 5. Это широко известно под названи-
ем «средняя экспертная оценка качества речи» (MOS1) для конкретного речево-
го кодера.
Когда мы приближаемся к базовой станции, аналоговая система воспроиз-
водит несколько лучшее качество голоса, поскольку цифровой речевой кодер
является компрессионным алгоритмом, вызывающим большие потери. Однако
по мере того, как мы будем удаляться от узла сотовой связи, эффективность
работы цифровой системы станет лучше, так как характеристики системы
(т.е. исправление ошибок, чередование) способны компенсировать ошибки за-
мирания вследствие многолучевого распространения. Наконец, по мере пере-
мещения к краю соты, в зависимости от планировки системы, у цифровой си-
стемы появляется более острый спад, чем у аналоговой системы. Причиной
этого является то, что используемый метод исправления ошибок начинает от-
казывать. Иными словами, количество присутствующих ошибок превышает
способность кода исправлять ошибки.
Структуры временного сегмента как для обратного, так и для прямого ка-
нала приведены на рис. 1.4. Каждый временной сегмент содержит 324 бит, что
эквивалентно 6,66 мс временной продолжительности. Битовые поля в структу-
рах временного сегмента определяются следующим образом.
Защита — 6 бит выделяется защитному интервалу для того, чтобы пред-
отвратить наложение пакетов временного сегмента, передаваемых по обратно-
му каналу.
Скат — 6 бит выделяется полю ската, чтобы дать возможность мобильному
передатчику постепенно достичь своего желаемого уровня мощности при со-
блюдении требований маскировки излучения.
Синхронизация — 28 бит выделяется полю синхронизации, чтобы дать воз-
можность мобильной и базовой станциям получить синхронизацию битово-
го сегмента дополнительно к разнообразным функциям обработки сигнала, в
частности таких, как оценка канала, тренинг компенсатора, оценка смещения
частоты и т.д.
18 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Прием базовой станции
Рис. 1.4. Структура временного сегмента: SACCH — низкоскоростной совме-
щенный канал управления; CDVCC — цветовой код кодированной
цифровой проверки
Передача базовой станции
Синхро-
низация
28
SACCH
12
Данные
130
CDVCC
12
Данные
130
Резерв
12
Защита
6
Скат
6
Данные
16
Синхро-
низация
28
Данные
122
SACCH
12
CDVCC
12
Данные
122
1Голосование MOS — это 5-балльный рейтинг, где 5 — отлично, 4 — хорошо, 3 — по-
средственно, 2 — плохо, 1 — неприемлемо.
CDVCC (цветовой код кодированной цифровой проверки) — 12 кодирован-
ных бит выделены для того, чтобы способствовать надежному управлению между
мобильной и базовой станцией. Некодированные биты (DVCC) снова передаются
обратно на базовую станцию для того, чтобы содействовать базовой станции в от-
делении канала желаемого трафика от сигнала совмещенного канала.
Резерв — 12 бит было выделено в качестве резерва для будущего использо-
вания. Тем временем вместо них были переданы одни нули.
SACCH (низкоскоростной совмещенный канал управления) — 12 бит было
выделено для низкоскоростного совмещенного канала управления.
Используемая схема модуляции —
это дифференциальная квадратурная
фазовая манипуляция со смещением
р/4 (р/4-DQPSK) с сигнальной диа-
граммой созвездия, показанной на
рис. 1.5, где мы специально изобрази-
ли состояния осей в виде окружностей,
а неосевые состояния — в виде квадра-
тов; причина этого станет понятной
в следующей главе, где мы обсуждаем
теорию модуляции [6, 7].
Такой тип дифференциального ко-
дирования позволяет предусмотреть
четыре смены фазы на один временной
интервал символа. Четыре возможные
траектории фазы, показанные ниже,
будут управляться посредством следую-
щего правила дифференциального ко-
дирования, представленного в виде таблицы состояния фаз (см. табл. 1.1).
Поток входных битов преобразуется в символы или двухбитовые пары с по-
мощью правила отображения в таблице состояния фазы.
Таблица 1.1. Таблица состояния фаз р/4-DQPSK
Двухбитовая пара Изменение фазы (Дц)
0-0 +р/4
1-0 р/
4
0-1 +3р/4
1-1 3р/
4
1.2.2. Формат GSM
В данном подразделе мы представим подробности о физическом слое GSM
системы TDMA европейского происхождения, которая была адаптирована
практически во всем мире. В этой системе используется FDD (дуплексная
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 19
Q-канал
I-канал
Рис. 1.5. Схема сигнального созвездия
4-кратной фазовой манипуляции со
смещением /4-DQPSK с квадратурной
диаграммой сигнала
передача с частотным интервалом) для связи по обратному и прямому кана-
лу [8—11].
Структуры временного сегмента как для обратного, так и прямого канала
приводятся на рис. 1.6. На каждый радиокадр приходится в общей сложно-
сти 8 временных сегментов. Совокупная скорость передачи данных состав-
ляет 270,8 кбит/с, а скорость передачи данных на одного пользователя —
33,85 кбит/с. Кадры обратного и прямого каналов имеют смещение, равное
3 временным сегментам.
Используемая схема модуляции — это GMSK (гауссова манипуляция с ми-
нимальным частотным сдвигом) с квадратурной диаграммой сигнала, показан-
ной на рис. 1.7. Некоторые достоинства данной схемы модуляции — это по-
стоянная огибающая, спектральная эффективность и отличная вероятность
битовой ошибки. Мы обсудим эти и другие свойства в следующей главе.
Характеристика гауссова фильтра предварительной модуляции приведена
ниже:
h t
t
T
T
( )
exp
2
2 2 2
2
(1.1)
при следующей заданной переменной:
ln(2)
2 BT
. (1.2)
20 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Рис. 1.6. Структура временного сегмента
Кадр = 4,615 мс
Состояние фазы
Ось I
Рис. 1.7. Квадратурная диаграмма сигнала MSK (манипуляция с минимальным
фазовым сдвигом)
Ось Q
Вспомним, что Т — это время бита (3,69 м с. = 1/270,833 кбит/с), а В — это
ширина полосы 3 дБ фильтра h(t). Это обычно задается вместе с интервалом
времени бита и выражается как ВТ = 0,3.
Поддерживаемые скорости передачи данных пользователя для режима пол-
ной скорости — 13,0 и 12,2 кбит/с и 5,6 кбит/с для половинной скорости. Мы
приводим некоторые параметры конструкции системы GSM в табл. 1.2. Упро-
щенная архитектура GSM приведена на рис. 1.8. Ручные устройства, называе-
мые мобильными станциями (MS), поддерживают связь с приемо-передатчи-
ком базовой станции (BTS). BTS выполняет функции модуляции/демодуляции
(модем), обеспечивает сигналы синхронизации (время и частота), выполняет
скачкообразную смену частоты и осуществляет измерения.
Таблица 1.2. Обзор некоторых параметров системы GSM
Параметры системы Значения
Широкая полоса канала 200 кГц
Схема модуляции GMSK
Скорость передачи данных в канале 270,833 кбит/с
Фильтр низких частот Гауссов ВТ = 0,3
Помехоустойчивое кодирование Сверточное кодирование
Максимальная физическая скорость передачи данных 13 кбит/с
Длина голосового кадра 4,615 мс
Глубина чередования 40 мс
Количество пользователей на канал 8
Спектральная эффективность 1,35 бит/с/Гц
Демодулированные сигналы пользователя поддерживают связь с контрол-
лером базовой станции (BSC). BSC отвечает за закрепление частотных кана-
лов, временные сегменты и управляет скачкообразной сменой частоты [12].
Рис. 1.8. Упрощенная структурная схема архитектуры GSM
Мобильный
коммута-
ционный
центр
Обратите внимание на то, что BSC может поддерживать несколько BTS, по-
зволяя осуществлять передачу обслуживания.
Далее мы представим обзор логических и физических каналов. Логические
каналы сгруппированы либо в каналы трафика (ТСН), либо в каналы управ-
ления (ССН). В ТСН будут находится образцы либо речевой информации,
либо информации данных в обратном и прямом каналах. ССН будут переда-
вать информацию управления либо в образцы сигнализации, либо в образцы
синхронизации. Мы приводим графическое изображение на рис. 1.9.
Вещательные ССН (ВССН) используются для следующих целей:
• только прямой канал;
• информация вещательной системы на мобильную станцию (такую как
последовательность скачкообразной смены частоты и каналы радиочас-
тоты (RF));
• конфигурация ССН;
• всегда передаются (скачкообразная смена частоты не производится);
• передают FCCH и SCH для коррекции частоты и информации синхро-
низации кадров.
Общие ССН (СССН) используются для следующих целей:
• обратный канал и прямой канал;
• информация управления доступом MS (мобильной станции);
• передают РСН (пейджинговый канал), используемый для пейджинга MS
(мобильной станции);
• передают AGCH (канал предоставления доступа), используемый для вы-
деления SDCCH (отдельно стоящего выделенного канала управления)
или TCH (канала трафика) MS (мобильной станции);
• принимают RACH (канал произвольного доступа), используемый для за-
проса доступа; могут быть ответом на пейджинговый вызов или запрос
происхождения вызова. Это основывается на сегментном протоколе
ALOHA.
Выделенные ССН (DCCH) используются следующим образом:
• используются как для обратного, так и для прямого канала;
• передают/принимают SDCCH для сигнализации системы и установле-
ния вызова;
• передают/принимают SACCH для сообщения изменения и сотовой ин-
формации;
Канал трафика (ТСН):
— полная скорость;
— половинная скорость
Канал управления (ССН):
— вещательный канал управления (ВССН);
— общий канал управления (СССН);
— выделенный канал управления (DCCH)
Рис. 1.9. Позиционирование логического канала
Логические каналы
• передают/принимают FACCH для информации обмена для скоростей
выше SACCH. Речь 20 мс стирается, и FACCH вставляется в кадр.
Для того чтобы определить структуры временного сегмента, мы предста-
вим структуры временного сегмента нормального пакета и пакета синхрониза-
ции (см. рис. 1.10).
Нормальный временной сегмент. Настроечная (обучающая) последователь-
ность — это известный 26-битовый образец, который может использоваться по
разным причинам обработки сигналов, например тренинг (обучение) компен-
сатора и восстановление синхронизации. Период защиты равен 156,25 148
=
= 8,25 бита или 4,125 бита с той и с другой стороны пакета и представляет со-
бой пустое пространство. Он вставляется для того, чтобы избежать наложения
друг на друга между смежными временными сегментами в силу того, что мо-
бильные станции (MS) географически расположены в разных частях соты. Бу-
дет иметь место сценарий, при котором две мобильные станции используют
смежные временные сегменты и одна станция находится рядом с BTS, а дру-
гая находится далеко. В силу временных различий распространения времен-
ные сегменты будут накладываться друг на друга в отсутствие битов защиты.
Общее время защиты по длительности составляет 30,46 мс. Хвостовые биты
всегда передаются со значением 0. Наконец, имеется два флага пропуска ин-
формации (SF), ассоциируемые с каждым на чередуемых битах данных.
Временной сегмент синхронизации. Этот пакет используется для содействия
временной синхронизации на мобильной станции; используется 64-битовая
последовательность. Структурная схема этого временного сегмента показана
на рис. 1.11. Передаются номер кадра TDMA и идентификационный код BTS
(BSIC). Хвостовые биты и биты защиты одни и те же. Обучающая последова-
тельность по длительности продлевается до 64 бит.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 23
Временной сегмент = 0,577 мс = 156,25 бит
Рис. 1.10. Структура нормального временного сегмента
Кадр = 4,615 мс
Хвостовые
биты
3
Хвостовые
биты
3
Данные
57
Данные
57
Тренинг
(обучение)
26
Флаг
пропуска
инфор-
мации 1
Флаг
пропуска
инфор-
мации 1
1 2 3 4 5 6 7 8
Развитие стандарта GSM с увеличенной скоростью передачи данных
(EDGE). Первоначальное назначение GSM заключалось в том, чтобы поддер-
живать сервисы на базе CS (выключатель цепи). Сервисы на базе PS (пере-
ключение пакетов) будут лучше обрабатываться в более развитом варианте
GSM, в частности в GPRS (общая служба пакетной радиопередачи) [13] и
EDGE [14—16]. Преимущества представляют собой увеличенную абонентскую
емкость, эффективное использование радиоресурсов, более высокую пропуск-
ную способность и т.д. Среди многочисленных сценариев использования —
сервисы на мультимедийной основе и доступ к Интернету. Очевидно, что все
эти целевые улучшения должны иметь возможность сосуществовать с тради-
ционной голосовой сетью/сервисом.
В силу пакетной природы сервисов PS (пакетного переключения) сущест-
венное значение имеет система, которая может динамически выделять ресур-
сы (т.е. временные сегменты) в зависимости от требований пользователя. Эта
концепция называется шириной полосы по требованию. GPRS сохраняет схе-
му модуляции в виде GMSK (гауссовская манипуляция с минимальным час-
тотным сдвигом), но добавляет дополнительные методы кодирования для раз-
личных потребностей входов. В EDGE внедряется система модуляции 8-PSK
(фазовая манипуляция, кодирование со сдвигом фазы), а также дополнитель-
ные методы кодирования для различных потребностей в пропускной способ-
ности. Скорость канала в символах и структуры временного сегмента остаются
без изменений на физическом уровне.
Рассмотрим систему EDGE. С учетом наших задач мы сосредоточим свое
внимание на имеющихся схемах кодирования и схемах модуляции. В табл. 1.3
показано девять схем кодирования.
Из вышеуказанной таблицы мы можем видеть, что теоретическая макси-
мальная скорость данных составляет 59,2 кбит/с, помножить на 8 временных
сегментов = 473,6 кбит/с с использованием 8-PSK. Эти схемы позволяют
сети и мобильной станции (MS) компромиссно устанавливать скорость дан-
24 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Временной сегмент = 0,577 мс = 156,25 бит
Рис. 1.11. Структура временного сегмента синхронизации
Кадр = 4,615 мс
Хвостовые
биты
3
Данные
39
Данные
39
Продление тренинга
(обучения)
64
Хвостовые
биты
3
1 2 3 4 5 6 7 8
ных в зависимости от условий канала. Изменение скорости данных происхо-
дит путем изменения схемы модуляции и количества паритетных бит, встав-
ленных (кодовая скорость) в передаваемом потоке битов. Они фиксируются
в значениях схемы модуляции и кодирования (MCS) в вышеуказанной таб-
лице.
Как говорилось выше, в GSM и GPRS используется та же самая схема мо-
дуляции, которая является GMSK. Схема модуляции EDGE — это 8-PSK, где
3 бита группируются вместе и образуют символ. Комплекснозначный символ
выражается следующим образом:
s k ( ) exp(j 2 d(k))
8
. (1.3)
Отображение битов в отношении символов регулируется правилом кодиро-
вания Грея, которое показано в квадратурной диаграмме сигнала на рис. 1.12.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 25
Таблица 1.3. Параметры кодирования для EDGE
Схема Кодовая скорость Модуляция
Скорость данных на временной
сегмент (кбит/с)
MCS-9 1 8-PSK 59,2
MCS-8 0,92 8-PSK 54,4
MCS-7 0,76 8-PSK 44,8
MCS-6 0,49 8-PSK 29,6
MCS-5 0,37 8-PSK 22,4
MCS-4 1 GMSK 17,6
MCS-3 0,85 GMSK 14,8
MCS-2 0,66 GMSK 11,2
MCS-1 0,53 GMSK 8,8
Ось I
Рис. 1.12. Отображение квадратурной диаграммы сигнала EDGE для 8-PSK
Ось Q
До выполнения операции формирования импульса символы поворачива-
ются на 3р/8 радианов каждое время символа. Формирование импульса для
EDGE основывается на линеаризованном импульсе GMSK и описываются
следующим образом:
h t
S t iT t T
i ( )
( ),
,
0 5
0
0
3
инаїе
(1.4)
S t
g x dx t T
g x dx
t
t
( )
sin ( ) ,
sin ( )
0
0
4
0 4
2
T
T t T
,
,
4 8
0 инаїе
(1.5)
g t
T
Q BT
t T
T
Q BT
t T
( )
/
ln( )
/
1
2
2
5 2
2
2
3 2
T ln(2)
(1.6)
Q t e dx
x
t
( )
1
2
2
2
. (1.7)
Метод, используемый при передаче PS, называется инкрементальной (воз-
растающей) избыточностью (IR). Этот метод оценивает качество канала и вы-
бирает стратегическую комбинацию MCS (схему модуляции и кодирования)
для того, чтобы максимально использовать битовую скорость пользователя.
При IR пакет вначале передается с небольшими служебными сигналами коди-
рования, для того чтобы создать высокую битовую скорость, если декодирова-
ние будет успешным. Если декодирование пакета оказывается неудачным, до-
полнительное кодирование (или избыточность) передается до тех пор, пока
пакет не будет успешно принят или не произойдет блокировка по превыше-
нию времени (тайм-аут). Очевидно, что чем больше повторной передачи и ко-
дирования выполняется, тем ниже битовая скорость пользователя и выше об-
щая задержка системы. Различные кодовые скорости обеспечиваются путем
пробивания различных битов каждый раз, когда происходит повторная пере-
дача пакета.
Некоторые технические препятствия, которые требуется преодолеть при
развертывании EDGE (и GPRS), заключаются в следующем.
1. Линейные усилители мощности (PAs): терминалы GSM характеризуются
схемой модуляции квазиконстантной образующей, которая со временем
позволяет нам сконструировать передатчик с нелинейными РАs. При
8-PSK схемы модуляции стали линейными, увеличив соотношения пи-
кового к среднему значению схемы модуляции, вынудив нас использо-
вать более линейные и неэффективные РАs.
26 Глава 1. Тематика беспроводной связи
2. Модернизация сети: сеть теперь должна быть модернизирована не толь-
ко для того, чтобы учесть увеличение пропускной способности, но так-
же для того, чтобы обеспечить улучшение качества сервиса (QoS) для
общей эксплуатации. Обслуживающий поддерживающий узел GPRS
(SGSN) и поддерживающий узел шлюза (GGSN) могут теперь обрабаты-
вать CS/PS.
3. Модернизации BTS/BSC: BTS потребует модернизации для поддержки
дополнительных MCS. Может потребоваться уменьшить размер соты
в конструкции системы в силу воздействия помех, схемы модуляции
и скорости средства на бюджет канала. При движении в направлении
сферы PS потребуется уделять больше внимания буферированию, ла-
тентности (времени запаздывания) и планированию графика. Совокуп-
ная пропускная способность соты будет зависеть от типа и качества
используемого алгоритма планирования графика.
4. Компенсатор: широко используемым методом ослабления и борьбы
с частотно-избирательным замиранием (FSF) является применение ком-
пенсатора. Компенсатор может принимать форму блока коррекции
с адаптивной решающей обратной связью (DFE) или последователь-
ной оценки максимальной вероятности (MLSE). MLSE поддерживает
матрицу или конечный автомат, которые зависят не только от средней
задержки, но также от числа уровней модуляции. Переход от GMSK
к 8-PSK резко увеличивает сложность реализации и вычислений.
5. Планирование соты: обеспечить охват с достаточным соотношением не-
сущей к помехам, для того чтобы использовать имеющиеся битовые ско-
рости. Схемы модуляции более высокого порядка будут более эффектив-
ными ближе к передатчику BTS, чем на границе соты, в силу их более
высоких требований по соотношению сигнала и шума (SNR).
6. Сложность терминала: необходимость поддерживать GSM голос + GPRS +
+ EDGE в мобильной станции (MS) потребует конструкции разумного
разделения аппаратного обеспечения/программного обеспечения (HW/
SW) для обработки более высоких скоростей данных и многосегментных
операций. Наконец, теперь, когда имеются сервисы PS, мобильная стан-
ция (MS) должна иметь виды применения, в которых используются по-
вышенные скорости передачи данных. Типичная связь между BTS и MS
является асимметричной по характеру, что означает, что прямой канал
(DL) имеет более высокую скорость данных, чем обратный канал (UL).
При упоминании пропускной способности мы также должны обращать-
ся к памяти IR, которая требуется для запоминания последующей пере-
дачи до тех пор, пока не будет получено правильное информационное
наполнение/пакет.
1.2.3. IS-95/CDMA2000
В данном подразделе мы представим подробности физического слоя развития
Североамериканской системы с расширенным спектром IS-95 CDMA. В этой
системе для связи по обратному и прямому каналу используется FDD (дуплекс-
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 27
ная связь с частотным интервалом каналов). Вначале дадим описание IS-95,
а затем обратимся к сотовой системе CDMA2000 [17].
Технические детали высокого уровня системы IS-95 CDMA следующие:
• разнос (интервал между каналами) каналов 1,5 МГц;
• базовые станции, которые синхронизируются по времени с помощью
глобальной системы позиционирования (GPS);
• общий пилотный канал для когерентного детектирования (кодовая муль-
типлексация);
• скорость передачи элементов сигнала = 1,2288 млн соед./с;
• схема модуляции = QPSK/OQPSK (квадратурная фазовая модуляция /
квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом);
• длительность кадра 20 мс;
• речевое кодирование с переменной скоростью (9600, 4800, 2400 и
1200 бит/с).
Типичная система IS-95 обычно имеет до 7 пейджинговых каналов,
55 ТСН (канал трафика, канал информационного обмена), канал синхро-
низации и пилотный канал. Сумма всех каналов не может превосходить 64
в силу длины каналообразующих кодов Уолша. Пример операций прямого
канала показан на рис. 1.13 (даны пилотный канал и канал трафика).
Пилотный канал состоит из потока нулей, который затем канализируется
посредством кода Уолша (W0); впоследствии этот канализированный сигнал
становится квадратурой, расширенной последовательностями PN-канала I
и Q. Последовательности PN (псевдошумовые последовательности) канала I
и Q — это последовательности максимальной длины 15-го порядка. Как гово-
I-канал псевдошумовой
Пилотный канал
Q-канал псевдошумовой
I-канал псевдошумовой
Канал трафика Управление
мощностью (1,2288 Mcps)
(19,2 кбит/с)
Q-канал псевдошумовой
Рис. 1.13. Генерирование пилотного канала и канала трафика следующего
звена: Mcps — млн соед./с
Упреждающая
коррекция
ошибок (1/2)
Кодирование
и повторение
Чередование
Длин-
ный
код
Мульти-
плексор
рилось выше, базовые станции синхронизируются по времени через GPS (гло-
бальная система определения местоположения); поэтому смещение фазы син-
хронизации между базовыми станциями позволяет мобильной различать
базовые станции. Каждая базовая станция имеет смещение, которое является
кратной величиной 64 чипов PN относительно другого. Эта расширенная
псевдошумовая последовательность PN повторяется 75 раз каждые 2 с. На
практике этот временной сдвиг или смещение выполняется с помощью маски
псевдослучайного кода (кода PN). Данная функция будет рассмотрена позд-
нее, в главе, посвященной расширенному спектру. Достаточно сказать, что
при наличии данного подхода с использованием маски выходная псевдошумо-
вая последовательность применяется к другому набору комбинаторной логики
(т.е. маски) для создания желаемого смещения в псевдошумовой последова-
тельности.
Также изображен 1 канал трафика из 55 ТСН, скорость передачи данных
которого может колебаться в зависимости от голосовой активности от 1200 до
9600 бит/с. Независимо от голосовой активности генерируемый кодированный
поток битов составляет 19,2 кбит/с. ТСН скремблируется (шифруется) для
обеспечения конфиденциальности разговоров путем использования версии
с выбранным каждым десятым элементом длинной последовательности кодов
PN порядка 42. В прямом канале используется скорость R = 1/2 сверточного
кода. Для упрощения механизма контроля мощностью также показан мульти-
плексированный субканал управления мощностью 800 бит/с. Базовая станция
измерит мощность принятого сигнала и сравнит это значение с желаемой ве-
личиной. На основе этого сравнения мобильная станция получает указание
либо уменьшить, либо увеличить свою мощность передачи. На прямом канале
каждый пользователь выделяется из последовательности кода канализации
Уолша.
Хотя он здесь и не показан, но пейджинговый канал генерируется таким
же образом, как и ТСН, за исключением того, что ни один субканал управле-
ния мощностью в сигнал не мультиплексируется (не объединяется). Как ука-
зывается в названии канала, этот канал используется для того, чтобы сооб-
щить мобильной станции о входящих вызовах или другую информацию.
Наконец, канал синхронизации — это постоянный поток 1,2 кбит/с, который
последовательно канализируется посредством кода Уолша W32. Канал синхро-
низации предоставляет информацию, используемую мобильной станцией для
получения синхронизации системы. Как только синхронизация будет установ-
лена, мобильная станция при необходимости может вести передачу по обрат-
ному каналу доступа.
Все активные прямые каналы суммируются и дают один сигнал основной
полосы частот I и Q. Эти сигналы основной полосы частот затем фильтруются
и передаются на линейный передатчик. В каждом канале используется моду-
ляция QPSK (квадратурная фазовая модуляция), и никаких попыток не пред-
принималось для уменьшения проходов через начальную точку отсчета,
поскольку как только соответствующие каналы будут суммированы, резуль-
тирующий сигнал будет характеризоваться большим колебанием огибающей
(т.е. величины пика к средней величине) по мере увеличения числа пользова-
телей (абонентов) в соте.
Скорости передачи данных классифицируются на два набора скоростей
(RS). RS1 имеет максимальную скорость битов 9,6 кбит/с, в то время как RS2
имеет скорость 14,4 кбит/с.
Оба набора скоростей RS также допускают передачу данных с переменной
скоростью.
Далее рассматриваются каналы обратной связи (RL). Здесь мобильная
станция может передавать либо канал доступа, либо TCH. Канал доступа ис-
пользуется для инициализации или ответа на вызов либо от пейджингового,
либо от другого сообщения. ТСН используется для передачи данных пользова-
теля посредством скорости R = 1/3 сверточного кода. В обратном канале также
используется 64-нулеарная ортогональная модуляция (см. рис. 1.14). На обрат-
ном канале каждый пользователь различается конкретным временным смеще-
нием в длинной псевдошумовой последовательности 42-го порядка.
Этот расширенный сигнал входит в псевдошумовую последовательность I
и Q для квадратурного расширения, где смещения фазы или времени установ-
лены на нуль для каждого пользователя. Сигнал с квадратурным расширением
затем входит в схему модуляции OQPSK. Для выполнения этой задачи канал
Q задерживается чипами Tc/2 перед входом в импульсоформирующий фильтр
и квадратурный модулятор. Это было выбрано для того, чтобы избежать ком-
бинационной начальной точки отсчета и использовать более нелинейные
эффективные усилители мощности. Дополнительный блок, вставленный в об-
ратный канал, — это генератор случайных пакетов данных. Здесь для сокраще-
ния помех в обратном канале для соты повторяющиеся биты не передаются.
После кодирования скорость данных задается 28,8 взятий отсчетов в секунду
(ksps), а для низких скоростей данных вокодера эта кодированная скорость до-
стигается посредством повторения. Отсюда данные повторяемые биты не пе-
редаются посредством псевдослучайного выбора.
Поскольку это система CDMA (кодовое разделение каналов с многостан-
ционным доступом), каждый пользователь может непрерывно передавать в
той же самой частотной полосе, и система как таковая будет характеризовать-
ся ограниченностью помех. Механизм, широко используемый для улучшения
абонентской емкости, а также эффективности системы (т.е. проблема близко-
го — дальнего расстояния, замирание вследствие многолучевого распростра-
нения), называется управлением мощности. Здесь 20-мс кадр разделен на
30 Глава 1. Тематика беспроводной связи
I-канал
Идентификатор псевдошумовой
пользователя
(4,8 кбит/с)
(28,8 кбит/с) (1,2288 млн соед./с)
Q-канал псевдошумовой
Рис. 1.14. Канал трафика передачи по обратному каналу
Упреждаю-
щая коррек-
ция ошибок
(1/3). Коди-
рование и
повторение
Чередо-
вание
Модуляция
Уолша
Генератор
случайных па-
кетов данных
Длин-
ный
код
16 временных сегментов, именуемых группами управления мощностью (PCG),
каждый из которых имеет продолжительность по времени 1,25 мс. Прямой
канал (FL) имеет субканал 800 бит/с, где команды управления мощностью
отправляются мобильной станции, давая ей указание либо увеличить, либо
уменьшить свою передающую мощность. На RL (обратном канале) базовая
станция принимает сообщения от мобильной станции, представляя собой
мощность, полученную мобильной станцией. Базовая станция затем использу-
ет эту информацию для регулирования своей передающей мощности.
CDMA2000 (кодовое разделение каналов с множественным доступом). Далее
мы обращаем наше внимание на радиоинтерфейс [18]. Система CDMA2000
была создана для того, чтобы развить IS-95 и обеспечить функциональность
3G в виде более высоких скоростей передачи данных, увеличения абонентской
емкости и улучшение контроля качества сервиса (QoS). Развитый стандарт
должен выполнять это и обеспечивать обратную совместимость с IS-95, что
известно под обозначением cdmaOne (cdma 1).
Обратный канал RL был усовершенствован: обратный пилотный канал
в настоящее время используется для установления эталона фазы (среди других
функций обработки сигнала) для когерентного детектирования. Это контра-
стирует с некогерентным детектированием 64-ричной ортогональной модуля-
ции, используемой в IS-95. Отсюда Eb /No теперь ниже и улучшились емкость
и эффективность системы. Также субканал управления мощностью мульти-
плексируется на пилотном канале для того, чтобы дать команду базовой стан-
ции отрегулировать свой уровень передающей мощности. Далее были добав-
лены DCCH (некоммутируемый канал управления), фундаментальный канал
и один или более дополнительных каналов. Это означает, что сервис на фун-
даментальном канале больше не ухудшается, когда возникает потребность пе-
редавать сигнализацию верхнего уровня. Фундаментальный канал поддержи-
вает существующие скорости данных IS-95 и может использоваться для
передачи информации, голоса и части сигнала данных. Дополнительные кана-
лы используются для передачи сигналов данных. Также были изменены псев-
дошумовые операции расширения реальной величины на комплексные муль-
типликации для лучшего использования нелинейных усилителей мощности.
CDMA200 поддерживает пользователей с несколькими скоростями посред-
ством использования различных схем модуляции, нескольких кодовых каналов
и методов FEC (упреждающая коррекция ошибок). Они лучше всего описыва-
ются посредством многочисленных радиоконфигураций, имеющихся на обрат-
ном канале трафика TCH. Мы приводим некоторые характеристики в табл. 1.4.
В таблице есть колонка «Число несущих»; спецификация радиоинтер-
фейса требует эту скорость расширения. Псевдошумовая скорость передачи
элементов сигнала для скорости расширения (распространения) 1 равняется
1,2288 млн соед./с, в то время как для скорости расширения (распростра-
нения) 3 скорость передачи элементов сигнала составляет 3,6864 млн соед./с.
С учетом этого структуры обратного фундаментального канала и дополни-
тельного канала были фактически показаны на рис. 1.14 для номеров радио-
конфигурации 1 и 2.
Структурная схема мультиплексирования физического канала обратной
связи RL и расширение QPSK показаны на рис. 1.15. Она соответствует ра-
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 31
диоконфигурациям 3 и 4 для обратного канала трафика TCH с использовани-
ем скорости расширения (распространения), равной 1.
Для радиоконфигураций 5 и 6 структурная схема мультиплексирования
и расширения канала обратной связи RL аналогична схеме, показанной
на рис. 1.15. Исключением является использование скорости расшире-
ния, равной 3, которая переводится в скорость передачи элементов сигнала
3,6864 млн соед./с.
Сверточный код используется на фундаментальном и дополнительном ка-
налах. Их скорости кодирования зависят от используемой радиоконфигура-
ции. Дополнительный канал также поддерживает турбокодирование при усло-
вии, что количество битов на кадр превышает определенную пороговую
величину. Все сверточные коды имеют длину кодового ограничения 9. Вось-
меричные представления функций генератора приведены ниже.
Кодовая скорость G0 G1 G2 G3
R = 1/2
R = 1/3
R = 1/4
753
557
765
561
663
671
711
513 473
32 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Таблица 1.4. Характеристики радиоконфигурации обратного канала
Радиокон
фигурация
Число
несущих
Поддерживаемые
скорости данных
Метод
FEC
Схема
модуляции
1 1 1.2К, 2.4К, 4.8К, 9.6К R = 1/3
Сверточный
64-нулеарная
ортогональная
2 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К R = 1/2
Сверточный
64-нулеарная
ортогональная
3 1 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2K, 38.4K,
76.8K, 153.6K, 307.2K
R = 1/4 и
R = 1/2
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная
манипуляция)
4 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К,
28.8K, 57.6K, 115.2K, 230.4К
R = 1/4
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция)
5 3 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4К,
76.8К, 153,6К, 307,2К, 614,4К
R = 1/3
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная
манипуляция)
6 3 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К,
28.8K, 57.6K, 115.2K, 230.4К,
460.8К, 1036.8К
R = 1/4 и
R = 1/2
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная
манипуляция)
7 1 19.2К, 40.8К, 79.2К, 156К,
309.6K, 463.2K, 616.8K, 924К,
1231.2К, 1538.4К, 1854.6К
R = 1/5
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция),
QPSK и 8-PSK
Турбокодеры имеют общий кодер, чьи выходы прошиваются в соответст-
вии с конкретным образцом, для того чтобы достичь желаемые кодовые ско-
рости 1/2, 1/3, 1/4 и 1/5.
Комплексный псевдослучайный код обратного канала генерируется так,
как показано на рис. 1.6, где в качестве примера мы использовали скорость
передачи элементов сигнала скорости расширения, равную 3.
Улучшения прямого канала (FL) выразились в виде добавления передних
дополнительных каналов для сервисов данных. Был введен быстрый пейджин-
говый канал для увеличения времени ожидания мобильной станции. Разнооб-
разие передачи обеспечивается для сокращения необходимого Eb /No и, таким
образом, увеличения абонентской емкости. Модуляция QPSK используется
Функция Уолша
Действительная
часть I-канал
К квадратурному
Функция Уолша модулятору
Мнимая
часть
Функция Уолша Q-канал
Функция Уолша
Рис. 1.15. Мультиплексирование и расширение канала обратной связи
Функция Уолша
Комплексный
псевдослу-
чайный код
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Канал син-
хронизации 2
Канал син-
хронизации 2
Канал — регу-
лятор кадров
Некоммутируе-
мый канал
управления
Псевдослучайный код Q Уолш
Рис. 1.16. Генерирование комплексных псевдослучайных кодов обратного
канала
Псевдослучайный код I
Уменьшить
скорость
отбора на 2
Выдерж-
ка чипа
Псевдослу-
чайный код
3,6864 млн
соед./с
Маска
длинного
кода Комплекс-
ный псев-
дослучай-
ный код
для более высоких скоростей данных и для поддержания истинного расшире-
ния с комплексной величиной. FEC (упреждающая коррекция ошибок) была
усилена для включения турбокодов для улучшения эффективности при более
высоких скоростях данных. В табл. 1.5 мы приводим радиоконфигурации для
переднего канала трафика.
Таблица 1.5. Характеристики радиоконфигурации прямого канала
Радиокон
фигурация
Число
несущих
Поддерживаемые
скорости данных
Метод
FEC
Схема
модуляции
1 1 1.2К, 2.4К, 4.8К, 9.6К R = 1/2 Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция)
2 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К R = 1/2 Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция)
3 1 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2K, 38.4K, 76.8K,
153.6K
R = 1/4 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
4 1 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4K, 76.8K,
153.6K, 307.2K
R = 1/2 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
5 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К, 28.8K,
57.6K, 115.2K, 230.4К
R = 1/4 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
6 3 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4К, 76.8К,
153.6K, 307,2K
R = 1/6 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
7 3 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4К, 76.8К,
153.6К, 307.2K, 614.4K
R = 1/3 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
8 3 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К, 28.8K,
57.6K, 115.2K, 230.4К, 460.8К
R = 1/3 и
R = 1/4
QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
9 3 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К, 28.8K,
57.6K, 115.2K,230.4К,
259.2К,460.8K, 518.4K, 1036.8K
R = 1/2 и
R = 1/3
QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
10 1 43.2К, 81.6К, 86.4К, 158.4К,
163.2K, 172.8K, 312К, 316.8К,
326.4K, 465.6, 619.2K, 624K,
633.6K, 772.8K, 931.2K,
1238.4K, 1248K, 1545.6K,
1862.4K, 2476.8K, 3091.2K
R = 1/5 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция,
8-PSK (фазовая
манипуляция),
16-QAM
Структурная схема расширения псевдослучайного кода и отображения
физических каналов прямого канала FL показана на рис. 1.17 для радиокон-
фигураций 3, 4 и 5 с использованием скорости расширения, равной 1.
Сигнал в настоящее время отображается в формате модуляции, а затем
квадратурно расширяется (см. рис. 1.18). Для радиоконфигураций 6, 7, 8 и 9
с использованием скорости расширения, равной 3, у нас имеются вперед рас-
ширенные операции, показанные на рис. 1.19.
Сверточное кодирование используется на фундаментальном и дополните-
льном каналах. Их скорости кодирования зависят от используемой радиокон-
фигурации. Дополнительный канал также поддерживает турбокодирование
при условии, что количество битов на кадр превышает определенную порого-
вую величину. Все сверточные коды имеют длину кодового ограничения 9. Во-
сьмеричные представления генераторных функций приведены ниже.
Кодовая скорость G0 G1 G2 G3 G4 G5
R = 1/2
R = 1/3
R = 1/4
R = 1/5
753
557
765
457
561
663
671
755
711
513
551
473
637 625 727
Турбокодеры имеют общий кодер, чьи выходы прошиваются в соответст-
вии с конкретным образцом, для того чтобы достичь желаемых кодовых ско-
ростей 1/2, 1/3, 1/4 и 1/5. Предлагаем читателю обратиться к работе [18], где
он найдет дополнительные подробности.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 35
Символ
модуляции
Сигнал
Команда
программного
контроллера
Маска
пользо-
вателя
Рис. 1.17. Мультиплексирование и расширение канала трафика (прямого ка-
нала)
Проши-
вание
Субканал сигнала
программного
контроллера
Извлечение
позиции
Извлечение
и повтор
Длин-
ный
К квадратурному
модулятору
Сигнал Уолш
Q-канал
Рис. 1.18. Канал трафика прямого канала для скорости расширения, равной 1
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Код
PN1 + jPNQ
Поворот
Квадратурная фа-
зовая модуляция
1.2.4. Широкополосный CDMA
(широкополосный множественный доступ
с кодовым разделением каналов)
В настоящем подразделе мы представляем подробные данные о физическом
слое сотовой системы 3G, которая называется широкополосным CDMA
(широкополосным множественным доступом с кодовым разделением каналов,
WCDMA). В этой системе используется FDD (дуплексная передача с разделе-
нием по частоте) для обратной и прямой связи [19—23].
36 Глава 1. Тематика беспроводной связи
I-канал
К квадратурному
Уолш модулятору
№ 1
Q-канал
I-канал
Сигнал К квадратурному
Уолш модулятору
№ 2
Q-канал
I-канал
К квадратурному
Уолш модулятору
№ 3
Q-канал
Рис. 1.19. Канал трафика прямого канала для скорости расширения, равной 3
Поворот Поворот Поворот
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Код
PN1 + jPNQ
Код
PN1 + jPNQ
Код
PN1 + jPNQ
Таблица
символов
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Мы начнем наше рассмотрение WCDMA с обсуждения обратного канала.
В обратном канале канал данных и канал управления квадратурно мультиплек-
сируются. Под этим мы понимаем, что некоммутируемый (выделенный) фи-
зический канал данных (DPDCH) передается по оси I, а некоммутируемый (вы-
деленный) физический канал управления (DPCCH) передается по оси Q.
Структура временного сегмента обратного канала приведена на рис. 1.20.
На рисунке мы видим, что радиокадр составляет 10 мс по временной про-
должительности, которая состоит из 15 временных сегментов. Временные сег-
менты и кадры содержат различные скорости передачи данных, и поэтому мы
имеем разные коэффициенты расширения. Однако каждый временной сегмент
состоит из 2560 чипов по длительности. Длины битового поля для каналов дан-
ных и управления показаны в табл. 1.6.
Таблица 1.6. Поля DPDCH обратного канала
Формат сег
мента № i
Скорость канала
в битах (кбит/с)
Символическая скорость
канала (симв./с)
Поле
состояния
Битов
на кадр
Битов
на сегмент
Nданные
0 15 15 256 150 10 10
1 30 30 128 300 20 20
2 60 60 64 600 40 40
3 120 120 32 1200 80 80
4 240 240 16 2400 160 160
5 480 480 8 4800 320 320
6 960 960 4 9600 640 640
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 37
Tсегмент = 2560 чипов, Nданные = 10·2k бит (k = 0, …, 6)
Tсегмент = 2560 чипов, 10 бит
Один радиокадр: Tf = 10 мс
Рис. 1.20. Структура кадра для обратного канала DPDCH/DPCCH: DPDCH —
некоммутируемый (выделенный) физический канал данных;
DPCCH — некоммутируемый (выделенный) физический канал
управления; TFCI — индекс комбинации транспортного формата;
FBI — поле индикатора обратной связи; TPC — управление мощно-
стью передачи
Данные
Nданные бит
Пилот
Nпилот бит
TPC
NTPC бит
Сегмент
№ 0
Сегмент
№ 1
Сегмент
№ i
Сегмент
№ 14
FBI
NFBI бит
TFCI
NTFCI бит
Выше мы заметили, что по мере того, как скорость цифрового потока ис-
точника изменяется, коэффициент расширения тоже изменяется, поскольку у
нас имеется фиксированная скорость передачи элементов сигнала. Это ведет к
передаче большего количества битов за время кадра с использованием мень-
шего коэффициента расширения.
Наоборот, канал управления CCH передается с фиксированной скоростью
данных коэффициента расширения, равного 256 постоянно (см. табл. 1.7).
Таблица 1.7. Поля DPCCH обратного канала
Формат
сегмен
та № i
Скорость ка
нала в битах
(кбит/с)
Символическая
скорость канала
(симв./с)
Поле
состо
яния
Битов
на
кадр
Битов
на
сегмент
Nпилотный NTPC NTFCI NFBI
0 15 15 256 150 10 6 2 2 0
1 15 15 256 150 10 8 2 0 0
2 15 15 256 150 10 5 2 2 1
3 15 15 256 150 10 7 2 0 1
4 15 15 256 150 10 6 2 0 2
5 15 15 256 150 10 5 1 2 2
ССН обратного канала содержит пилотные биты, которые используются
приемником «узел В» для оценки поворота фазы канала для когерентного де-
тектирования (см. табл. 1.7). Хотя это конкретно не указывается в стандарте
3GPP, пилотные биты могут также использоваться для целей временной син-
хронизации, оценки частотного сдвига, оценки соотношения сигнала и помех
(SIR) и т.д. [24—25].
Используемый механизм для борьбы с замиранием и проблемой близко-
го — дальнего расстояния — это управление мощностью замкнутого внутрен-
него контура. Для данного рассмотрения обратного канала оборудование або-
нента (UE) будет рассчитывать принимаемое соотношение сигнала и помех
(SIR) и сравнивать его с эталоном или целевым значением SIR; после этого
будет выводиться команда управления мощностью для передачи узлу В, давая
ему указание либо увеличить, либо уменьшить мощность передачи его пря-
мого канала. Этот механизм замкнутого контура будет рассматриваться более
подробно в последующих главах.
Стандарт является достаточно гибким для того, чтобы допустить мульти-
плексирование нескольких транспортных каналов на один и тот же физический
канал; когда это происходит, мы должны раскрыть эту комбинацию приемнику,
чтобы он мог соответствующим образом выполнить демультиплексирование
транспортного канала. Для идентификации комбинации транспортных каналов
используются биты индикатора комбинации транспортного формата (TFCI).
Мы должны также упомянуть, что существует поддержка для слепого детекти-
рования транспортного формата.
Появляются два операционных сценария, когда существует необходимость
в том, чтобы оборудование пользователя (UE) в виде обратной связи сообщало
информацию узлу В с низким временем запаздывания (низкой латентностью).
38 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Это сценарии быстрого выбора соты и разнообразие передачи замкнутого кон-
тура. Давайте рассмотрим последний из двух сценариев. В этом случае узел В
передает специализированную форму сигнала посредством двух передающих
антенн. Оборудование пользователя (UE) оценивает импульсную характери-
стику канала (CIR), которую наблюдает каждая передающая антенна, и затем
выводит антенный вес для передачи в виде обратной связи узлу В для макси-
мализации мощности, принимаемой UE. Эта информация передается в поле
бита индикатора обратной связи (FBI). При отсутствии этих случаев данное
поле бита не требуется.
Далее мы переходим к рассмотрению структуры временного сегмента ни-
сходящего канала (см. рис. 1.21). Здесь DPCCH и DPDCH мультиплексируют-
ся по времени. То же самое описание полей бита, приведенное ранее, отно-
сится и к данному случаю.
Из табл. 1.8 видно, что коэффициент расширения может колебаться от SF
= 4 до SF = 512 в зависимости от скорости передаваемых данных.
Таблица 1.8. Поля DPDCH и DPCCH прямого канала
Формат
сегмен
та № i
Скорость
канала
в битах
(кбит/с)
Символиче
ская скорость
канала
(симв./с)
Поле
состо
яния
Битов
на
сегмент
DPDCH
битов/сегмент
DPCCH
битов/сегмент
Nданные1 Nданные2 NTPC NTFCI Nпилотный
0 15 7.5 512 10 0 4 2 0 4
1 15 7.5 512 10 0 2 2 2 4
2 30 15 256 20 2 14 2 0 2
3 30 15 256 20 2 12 2 2 2
4 30 15 256 20 2 12 2 0 4
5 30 15 256 20 2 10 2 2 4
6 30 15 256 20 2 8 2 0 8
7 30 15 256 20 2 6 2 2 8
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 39
Tсегмент = 2560 чипов, Nданные = 10·2k бит (k = 0, …, 7)
Один радиокадр: Tf = 10 мсек
Рис. 1.21. Структура кадра для прямого канала DPCCH (объяснения см.
рис. 1.20)
Сегмент
№ 0
Сегмент
№ 1
Сегмент
№ i
Сегмент
№ 14
Данные 1
Nданные1 бит
Данные 2
Nданные2 бит
Пилот
Nпилот бит
TPC
NTPC бит
TFCI
NTFCI бит
Формат
сегмен
та № i
Скорость
канала
в битах
(кбит/с)
Символиче
ская скорость
канала
(симв./с)
Поле
состо
яния
Битов
на
сегмент
DPDCH
битов/сегмент
DPCCH
битов/сегмент
Nданные1 Nданные2 NTPC NTFCI Nпилотный
8 60 30 128 40 6 28 2 0 4
9 60 30 128 40 6 26 2 2 4
10 60 30 128 40 6 24 2 0 8
11 60 30 128 40 6 22 2 2 8
12 120 60 64 80 12 48 4 8 8
13 240 120 32 160 28 112 4 8 8
14 480 240 16 320 56 232 8 8 16
15 960 480 8 640 120 488 8 8 16
16 1920 960 4 1280 248 1000 8 8 16
Теперь давайте обратим внимание на выполняемые операции расширения.
Функциональность расширения обратного канала показана на рис. 1.22. Здесь
отдельный выделенный (некоммутируемый) канал данных и канал управления
канализируются (и расширяются) посредством последовательности ортого-
нального переменного коэффициента расширения (OVSF). Мы обозначили
коды OVSF как коды Уолша в силу их схожести. Результирующая последова-
тельность в таком случае становится последовательностью с комплексными
значениями, а затем применяется расширение QPSK до поступления в им-
пульсообразующий фильтр. Обратите внимание: для того чтобы признать тер-
минологию, используемую 3GPP, данная операция расширения QPSK в этом
стандарте также называется скремблированием. С другой стороны, это вполне
понятно, поскольку мультипликация OVSF действительно расширила частот-
ную ширину полосы информации. Вторая псевдошумовая мультипликация
действует в большей степени как функция скремблирования, нежели функция
расширения частоты.
Окончание табл. 1.8
Некоммутируемый
(выделенный) I-канал
канал данных Комплексное
умножение
Некоммутируемый
(выделенный) Q-канал
канал управления
j Ї код управления Уолша
Рис. 1.22. Операции канализации и расширения обратного канала
Код данных Уолша
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
Псевдо- частот
случай-
ный код
Расширение QPSK (или скремблирование) фактически называется гибрид-
ным PSK (HPSK). Оно было внедрено на передатчике UE, поскольку этот ме-
тод будет значительно сокращать количество фазовых траекторий, которые
опасно приближаются к точке начала отсчета.
Далее мы обсудим операции прямого канала. Функциональность расши-
рения прямого канала показана на рис. 1.23, кодированный композитный
транспортный канал картируется согласно символу QPSK. Эти символы
канализируются посредством кода OVSF (Уолш), присваиваемого оборудова-
нию пользователя. Канализированный символ затем расширяется посредст-
вом псевдослучайного кода Голда с комплексным значением.
Фильтр низких частот немодулированной полосы — это косинус в степени
квадратного корня (SRC) с коэффициентом сглаживания б = 0,22. Этот
фильтр используется как в секции передатчика, так и в секции приемника.
Период обновления управления мощностью приводится равным 1500 Гц. Как
указывалось выше, максимальное количество битов управления мощностью на
временной сегмент равняется 8. Все это будет передаваться с одним и тем же
знаком, чтобы облегчить приемнику надежное обнаружение команды управле-
ния мощностью передачи (ТРС).
Пример мультиплексирования транспортного канала приводится на
рис. 1.24. Мы показываем пример того, как транспортный канал на базе дан-
ных (DTCH) и транспортный канал управления низкой скорости (DCCH) ко-
дируются по отдельности, чередуются и сегментируются в кадры. Затем они
мультиплексируются (объединяются) в физический канал, подлежащий чере-
дованию сегментирования на временные сегменты. Операции мультиплекси-
рования прямого канала показаны на рис. 1.24.
Как мы можем видеть на рисунке, коэффициент расширения прямого ка-
нала для сервиса на базе данных составляет 32, а коэффициент расширения
связанного с ним обратного канала составляет 16. Это было обеспечено тем,
что существует 160 битов на один временной сегмент (140 битов данных
плюс 20 битов управления), которые становятся 80 символами QPSK. Имеет-
ся 2560 чипов на один временной сегмент, таким образом, каждый символ
расширен посредством 32 чипов. Здесь мы решили использовать вид приме-
нения сервиса данных 64 кбит/с.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 41
I-канал
Комплексное
умножение
Некомму-
тируемый Уолш
(выделенный)
канал
Q-канал
Рис. 1.23. Операции канализации и расширения прямого канала
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Псевдо-
случай-
ный код
Модулятор
QPSK
1.2.5. Беспроводная локальная сеть IEEE802.11 (IEEE)
В этом подразделе мы опишем физический слой систем беспроводной локаль-
ной сети (WLAN) IEEE802.11 (a, b, g) [26—29]. Этот стандарт получил широ-
кое признание у провайдеров подобных сервисов в аэропортах, кафе, общес-
твенных зонах, на рабочем месте и в жилых домах. Устройства WLAN могут
конфигурироваться таким образом, чтобы работать либо в режиме прямого
соединения, где всем устройствам разрешается общаться друг с другом и вы-
ступать в качестве точек доступа, либо в режиме инфраструктуры, где одно
устройство WLAN ведет себя как точка доступа, а другие подсоединяются
к этой точке доступа.
IEEE802.11b. Эта система позволяет компьютерам, принтерам и мобиль-
ным телефонам общаться друг с другом в частотной полосе 2,4 ГГц. Прото-
кол доступа к среде передачи позволяет станциям поддерживать различные
наборы скоростей передачи данных. Базовый набор скоростей передачи дан-
ных — это 1 и 2 Мбит/с при работе в системе расширения спектра с приме-
нением кода прямой последовательности (DSSS). Существует расширение
высокой скорости, благодаря которому скорость передачи данных повышает-
ся до 5,5 и 11 Мбит/с. Для того чтобы обеспечить более высокие скорости
передачи данных, используется схема модуляции дополнительного кода
(CCK). Скорость передачи элементов сигнала системы DSSS равняется
42 Глава 1. Тематика беспроводной связи
1280 бит 100 бит
1296 бит = 1280 бит + 16 CRC 112 бит = 100 бит + 11 CRC
3888 бит = 3 Ї 1296 бит
4014 бит = 3888 бит + 12 бит 360 бит = 3 Ї 120 бит
4014 бит 372 бит
4014 бит 372 бит
2007 бит 2007 бит 93 бит 93 бит 93 бит 93 бит
2007 бит 93 бит 2007 бит 93 бит 2007 бит 93 бит 2007 бит 93 бит
2100 бит 2100 бит 2100 бит 2100 бит
Радиокадр Радиокадр Радиокадр Радиокадр
Рис. 1.24. Пример мультиплексирования транспортного канала прямой связи
Транспортный канал Транспортный канал
на базе данных управления низкой скорости
Информа-
ционные
данные
Добавить
биты CRC
R = 1/3
турбоко-
дирование
Добавить
биты пре-
кращения
Согласова-
ние скоро-
сти
1-е чередо-
вание
Сегмента-
ция на ра-
диокадры
2-е чередо-
вание
Сегмента-
ция на вре-
менные сег-
менты
120 бит = 112 бит +
+ 8 хвостовых бит
11 млн соед./с. Поля преамбулы и заголовка передаются при дифферен-
циальном двоичном переключении фазы 1 Мбит/с. Диапазон частот физиче-
ского слоя следующий:
Соединенные Штаты Америки, Канада и Европа 2,4—2,4835 ГГц;
Япония 2,471—2,497 ГГц;
Франция 2,4465—2,4835 ГГц;
Испания 2,445—2,475 ГГц.
Модули данных сервиса более высокого слоя (SDU) присоединяются к
полям преамбулы и заголовка, задача которых — содействовать функциям
обработки сигнала демодуляции. Далее рассматриваются два формата
(см. рис. 1.25 и 1.26). PSDU (PLCP SDU — модули данных сервиса физи-
ческого слоя) передается при дифференциальном двоичном переключении
фазы — 1 Мбит/с (DBPSK), при дифференциальном четвертичном переклю-
чении со сдвигом фазы (DQPSK) — 2 Мбит/с и при модуляции дополни-
тельного кода — 5,5/11 Мбит/с.
Ниже мы приводим некоторые определения полей, указанных на рис. 1.25
и 1.26.
Поле синхронизации состоит из 128 битов для длинного формата и 56 битов
для короткого формата; они используются для функций синхронизации.
Разделитель стартового кадра (SFD) состоит из 16 битов; эти биты исполь-
зуются для указания начала параметров, зависящих от PHY (физического
слоя) внутри преамбулы (PLCP).
Сигнал состоит из 8 битов; эти биты используются для того, чтобы указать
модуляцию, которая используется во время PSDU.
Сервис состоит из 8 битов; эти биты используются для указания выбора
модуляции CCK или другой, а также для указания, выключены или нет не-
которые часы.
Преамбула Заголовок
Дифференциальное двоичное переключение фазы 1, 2, 5,5, 11 Мбит/с
1 Мбит/с
Рис. 1.25. Длинный формат PLCP PSDU: CRC — контроль циклическим избы-
точным кодом
Длинная процедура схождения физического слоя (PLCP)
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных протокола
уровня представления
Синхро-
низация
Разделитель
стартового
кадра
Сигнал Сервис Длина CRC
Модули данных
сервиса физического
слоя
Длина состоит из 16 битов; эти биты используются для указания числа
микросекунд для PSDU.
Схема модуляции. В сервисе со скоростью передачи данных 1 Мбит/с ис-
пользуется модуляция DBPSK, в сервисе со скоростью передачи данных
2 Мбит/с используется DQPSK, а в сервисах со скоростью передачи дан-
ных 5,5/11 Мбит/с используется модуляция CCK. Вначале будут рассмотрены
сервисы со скоростью передачи данных 1 и 2 Мбит/с (см. рис. 1.27 и 1.28).
Поскольку эта система DSSS (система расширения спектра с применением
кода прямой последовательности) имеет скорость передачи элементов сигнала
11 млн соед./с, нам необходимо рассмотреть последовательность псевдослу-
чайного кода, которая в этом случае является последовательностью Баркера и
выражается следующим образом:
{+1, 1,
+1, +1, 1,
+1, +1, +1, 1,
1,
1}.
(1.8)
44 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Короткая Короткий
преамбула заголовок
Дифференциальное двоичное 2 Мбит/с DQPSK 2, 5,5, 11 Мбит/с
переключение фазы 1 Мбит/с
Рис. 1.26. Короткий формат PLCP PSDU
Короткая процедура схождения физического слоя (PLCP)
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных протокола
уровня представления
Короткая
синхро-
низация
Разделитель
стартового
кадра
Сигнал Сервис Длина CRC
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
1 Мбит/с 1 Мбит/с 1 Ї 11 = 11 Мcps
Рис. 1.27. Структурная схема передачи DBPSK 1 Мбит/с: DBPSK — дифферен-
циальное двоичное переключение фазы
Модулятор
DBPSK
Расширение,
11 чипов
2 Мбит/с 1 Мsps 1 Ї 11 = 11 Мcps
Рис. 1.28. Структурная схема передачи DQPSK 2 Мбит/с: DQPSK — дифферен-
циальное четвертичное переключение фазы
Модулятор
DQPSK
Расширение,
11 чипов
Здесь каждый символ (или бит) DQPSK (или DBPSK) расширяется посред-
ством данной 11-чиповой последовательности, приведенной в уравнении (1.8).
Таблица состояний
фазы кодирования DBPSK
Таблица состояний
фазы кодирования DQPSK
Вход Выход Вход Выход
0 0 00 0
1 р 01 р/2
11 р
10 р/
2
Для сервисов более высокой скорости передачи данных используется мо-
дуляция ССК. Каждый символ расширяется на 8 чипов, которые представляют
собой комплексные числа. Скорость передачи данных 5,5 Мбит/с группирует
4 бита для передачи на один символ. Код расширения ССК выводится следу-
ющим образом (8 чипов в виде комплексных чисел):
{ej( ),ej( ),e j( ), e j( 1 2 3 4 1 3 4 1 2 4 1
4),ej( 1
2
3),ej( 1
3), e j( 1
2),e j 1 }. (1.9)
Здесь мы берем входной поток данных 5,5 Мбит/с и группируем входящие
биты в группы по 4 бита. Эти 4 бита используются для определения значений
фаз, используемых в псевдослучайных кодах, описанных выше. Таким обра-
зом, каждая группа из 4 битов приводит к различным комплексным значени-
ям псевдослучайного кода, указанного выше. Структурная схема показана на
рис. 1.29.
Наконец, скорость передачи данных 11 Мбит/с осуществляется путем
группирования 8 битов вместе для передачи символа (см. рис. 1.30). С помо-
щью уравнения (1.9) для генерирования последовательности псевдослучайных
кодов с комплексными значениями, но с учетом других правил кодирования
мы просто группируем входящие биты в группы из 8 битов и используем эти 8
битов для расчета последовательности чипов (элементарных сигналов) ССК
длиной 8.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 45
5,5/4
5,5 Мбит/с Мбит/с (5,5/4) Ї 8 = 11 Мcps
Рис. 1.29. Структурная схема передачи ССК 5,5 Мбит/с
Группи-
ровка
4 бит
Расширение,
8 чипов
11/8
11 Мбит/с Мбит/с (11/8) Ї 8 = 11 Мcps
Рис. 1.30. Структурная схема передачи ССК 11 Мбит/с
Группи-
ровка
8 бит
Расширение,
8 чипов
Вот некоторые общие характеристики: допуск по частоте передачи меньше
или равен 25 импульсов в минуту, а также требование к амплитуде вектора
ошибок (EVM) составляет меньше 35 % с использованием интервала между
каналами 25 МГц, выходная мощность меньше 1 Вт и т.д.
Кроме физического слоя DSSS, указанного выше, имеется также физиче-
ский слой расширения спектра скачкообразной сменой частоты (FHSS). Под-
держиваемые скорости передачи данных — от 1 до 4,5 Мбит/с приращениями
0,5 Мбит/с. Структура FHSS PPDU (модули данных протокола уровня пред-
ставления расширения спектра скачкообразной сменой частоты) показана на
рис. 1.31.
Схема модуляции — GFSK (частотная модуляция с гауссовой фильтра-
цией) 2-го и 4-го уровня. Используется гауссов фильтр с параметром BT,
равным 0,5. Частотная дисперсия больше 110 кГц, таким образом, показатель
модуляции
2 110
022
кГц
1 Мбит с
, .
Упрощенная структурная схема секции передачи показана на рис. 1.32.
IEEE802.11a. Данная система WLAN была ориентирована на использова-
ние в нелицензированных полосах 5,15—5,35 и 5,725—5,825 ГГц. Стандарт
основан на физическом слое ортогонального мультиплексирования деления
частоты (OFDM). Поддерживаемые скорости передачи данных: 6, 9, 12, 18, 24,
36, 48 и 54 Мбит, где 6, 12 и 24 Мбит являются обязательными.
В физическом слое OFDM используется 52 поднесущих (вспомогательных
несущих частоты) с применением BPSK/QPSK, 16-QAM (квадратурной ампли-
тудной модуляции) и 64-QAM; при этом метод FEC (упреждающей коррекции
ошибок) — это сверточное кодирование с кодовыми скоростями 1/2, 2/3 и 3/4.
Эти кодированные биты отображаются по 48 поднесущим частотам плюс 4 пи-
лотным поднесущим частотам, обеспечивая в общей сложности 52 поднесущих
частоты. Пилотные биты модулируются BPSK.
46 Глава 1. Тематика беспроводной связи
1 Мбит/с
Рис. 1.31. Формат FHSS PLCP PPDU: PSF — разбитый на сегменты прогрес-
сивный кадр; CRC — контроль циклическим избыточным кодом
Син-
хрони-
зация
Разделитель
стартового
кадра
PLW
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
PSF CRC
PSDU
Рис. 1.32. Структурная схема передачи FHSS: PSDU — модули данных сервиса
физического слоя
Придание
данным
свойств
белого шума
Символь-
ная
таблица
Гауссов
фильтр
низких
частот
Частотная мо-
дуляция с гаус-
совой фильтра-
цией 2-го и
4-го уровня
Возможные скорости передачи данных системы наряду с их параметрами
модуляции кодирования приведены в табл. 1.9. Формат кадра PPDU приведен
на рис. 1.33.
Таблица 1.9. Обзор параметров модуляции и кодирования
Скорость передачи
данных (Мбит/с)
Модуляция
Скорость
кодирования
Кодированных битов
на поднесущую частоту
6 BPSK 1/2 1
9 BPSK 3/4 1
12 QPSK 1/2 2
18 QPSK 3/4 2
24 16-QAM 1/2 4
36 16-QAM 3/4 4
48 64-QAM 2/3 6
54 64-QAM 3/4 6
Поля битов имеют следующее описание.
Преамбула PLCP может быть использована для следующих функций обра-
ботки сигнала: сходимости AGC (автоматического управления усилением),
выбора разнообразия, сбора временных частотных данных, оценки канала и
т.д. Преамбула состоит из 10 повторов короткой обучающей последовательно-
сти, за которой следует 2 повтора длинной обучающей последовательности,
где короткий символ состоит из 12 поднесущих частот и длинный символ со-
стоит из 53 поднесущих частот. Преамбула PLCP модулируется по BPSK
OFDM при 6 Мбит/с и длине 16 мс.
Скорость 4 бита используется для указания скорости передачи данных,
приведенных в табл. 1.9.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 47
Ортогональное мультиплексирование деления
частоты R = 1/2 бифазное манипулирование
Рис. 1.33. Формат кадра OFDM PPDU: PLCP — преамбула схождения физиче-
ского слоя; PSDU — модули данных сервиса физического слоя; Padding
— заполнение свободного поля кодовой последовательности
пробелами
Заголовок
PLCP
преамбула
PSDU
Хвосто-
вые биты
Ско-
рость
Резерв Длина
Чет-
ность
Хвост Сервис
Padding
Длина 12 битов указывает количество октет в PSDU, которые MAC (уп-
равление доступом к среде передачи данных) в настоящее время просит пе-
редать.
Эта система работает в интервале каналов 5 МГц с доступом по частоте пе-
редачи менее ±20 импульсов в минуту.
IEEE802.11g. Таким образом, система WLAN предусматривает дополните-
льные расширения скорости передачи данных в полосу частот 2,4 ГГц. Под-
держиваемые скорости передачи данных: 1,0; 2,0; 5,5, 11,0; 6,0; 9,0; 12,0; 18,0;
24,0; 36,0; 48 и 54 Мбит/с, при этом обязательными для поддержания являют-
ся скорости 1,0; 2,0; 5,5; 11,0; 6,0; 9,0; 12 и 24 Мбит/с.
Здесь поддерживаются несколько рабочих режимов:
а) на базе DSSS/CCK;
б) на базе OFDM;
в) DSSS-OFDM (факультативная система) — это гибридная схема модуля-
ции, комбинирующая преамбулу DSSS и заголовок с данными, включенными
в ячейку или пакет OFDM.
Рассмотрение OFDM продолжено в последующих главах.
1.2.6. Интегрированная цифровая
расширенная сеть (iDEN)
«Моторола» внедрила фирменный протокол воздушного интерфейса наземно-
го мобильного радио, который называется «Интегрированная базовая система
„Моторолы“» (MIRS) [30, 31]. Эта система основывается на TDMA (множест-
венный доступ с временным разделением каналов) с использованием метода
TDD (дуплексная передача с разделением по времени) для связи по обратному
каналу и прямому каналу при работе с интервалом каналов, равным 25 кГц.
Эта система была предложена приблизительно в то же время, когда предлага-
лись и использовались сотовые стандарты TDMA NADC и GSM (глобальная
система мобильных коммуникаций). Хорошо известно, как сочетание увеличе-
ния скорости передачи битов в секунду и частотной избирательности канала
приводит к ограничению скорости передаваемых битов, сохраняя на низком
уровне сложность реализации. Здесь мы имеем в виду, что по мере увеличения
частотно-избирательного замирания (FSF) величина присутствующих межсим-
вольных помех (ISI) возрастает (сохраняя постоянным время символа), созда-
вая тем самым порог вероятности битовой ошибки.
Учитывая это, в рамках iDEN была внедрена многоканальная (несущая)
схема модуляции 16-QAM для борьбы с каналом быстрого частотно-избира-
тельного замирания (FSF), который широко встречается на практике. Позднее
это было названо «М16-QAM» или «Моторола 16-QAM».
Некоторые физические аспекты протокола эфирного интерфейса заключа-
ются в следующем: длина временного сегмента 15 мс, благодаря чему создает-
ся длина кадра 90 мс, исходя из 6 абонентов на несущую. М16-QAM был вы-
бран для получения 64 кбит/с в канале 25 кГц. Имеется 4 поднесущие
частоты, при этом каждая из них несет 16 бит информации в секунду. Струк-
турная схема передатчика М16-QAM показана на рис. 1.34 с 4 поднесущими
частотами.
Скорость данных на каждой поднесущей частоте уменьшена на 4 по срав-
нению с более обычной модуляцией 16-QAM с одной несущей частотой.
Отсюда, исходя из того, что условия каналов (т.е. разница задержки корня
среднеквадратичного) остаются одними и теми же, относительно каждой под-
несущей частоты канал ведет себя с большей плоскостностью частоты, умень-
шая тем самым потребность в корректоре (или, по крайней мере, в его слож-
ности). Фактически при вышеуказанной структурной схеме из 4 поднесущих
максимальная разница задержки, равная приблизительно 10 мс, может быть
удовлетворена без потребности в сложном корректоре.
Теперь обратим свое внимание на приемник. Каждый подканал имеет слова
синхронизации и пилотные символы, вставленные в поток символов 16-QAM.
Исходя из того, что каждый подканал встретит канал замирания плоской часто-
ты, пилотные символы могут использоваться для оценки канала, используемого
для когерентного детектирования. Оценка канала между пилотными группами
может производиться посредством приемов интерполяции.
На стороне приемника существует несколько вариантов выбора. Во-первых,
мы можем просто демодулировать каждую поднесущую частоту независимо и
комбинировать все подканалы для создания совокупной скорости символов, пе-
редаваемых либо вокодеру, либо мультимедийному устройству. Во-вторых, мы
можем совместно демодулировать все подканалы через использование различ-
ных имеющихся приемов обработки сигнала антенной решетки.
Скорость битов беспроводного канала составляет 64 кбит/с, где частотный
канал был разделен на 6 временных сегментов и где каждый временной сег-
мент является радиоканалом. Сигнал радиочастоты iDEN состоял из 4 подне-
сущих частот, чьи центральные частоты разделяются интервалом 4,5 кГц друг
от друга. Графическое изображение наложения модуляции на каждую подне-
сущую частоту приведено на рис. 1.35.
Каждая поднесущая частота имеет 16 кбит/с, а результирующий сигнал со-
здает совокупную скорость данных 64 кбит/с.
Рис. 1.34. Структурная схема передатчика M16-QAM с использованием 4 подне-
сущих частот: 16-QAM
Фильтр
низких
частот
Символы + пи-
лотная вставка
Фильтр
низких
частот
Символы + пи-
лотная вставка
Преобра-
зователь
последова-
тельного
кода
в парал-
лельный
16-QAM
1.2.7. Персональная сеть по технологии
беспроводного обмена данными между
разнообразными устройствами Bluetooth (BT)
Bluetooth — это радиотехнология низкой мощности и короткого диапазона,
которая первоначально предназначалась для использования в таких устрой-
ствах, как, например, наушники мобильного телефона, периферийные устрой-
ства компьютера и отказ кабеля. Благодаря короткодиапазонному аспекту этой
системы она представляет собой персональную сеть (PAN) [32, 33].
Bluetooth работает в промышленной, научной и медицинской полосе
2,4 ГГц (ISM). Интервал между каналами 1 МГц, при этом каждый канал
имеет скорость данных, равную по крайней мере 1 Мбит/с. В системе ис-
пользуется TDMA (множественный доступ с временным разделением кана-
лов) со связью TDD (дуплексная передача с разделением по времени).
Пакеты голоса и данных передаются между устройствами Bluetooth. После
каждой передачи устройство перепрыгивает на другой частотный канал; это на-
зывается FHSS (расширение спектра скачкообразной сменой частоты). Эта
скачкообразная схема применяется к 79 каналам. Поскольку частотная полоса
будет создавать различную степень помех, некоторые каналы могут быть исклю-
чены из скачкообразной последовательности, придавая дополнительную силу
помехам. Это позволяет производителям устройств по технологии Bluetooth раз-
рабатывать креативные критерии частотной скачкообразности для обеспечения
дифференциации продукции. Скорость скачков составляет 1600 скачков/с.
Устройство Bluetooth, в сущности, может работать в двух режимах: веду-
щем (хозяин) и ведомом (слуга). Устройство-хозяин управляет схемой частот-
ной скачкообразности, контролирует, какие другие устройства получают раз-
решение на передачу, и обеспечивает информацию синхронизации. Группа
устройств, работающих таким образом, включает так называемую пикосеть.
Для видов применения данных устройствам-слугам разрешается только пере-
давать в ответ на передачу устройства-хозяина. В голосовых видах применения
50 Глава 1. Тематика беспроводной связи
4,5 кГц
3,5 кГц 18 кГц = 4 Ї 4,5 кГц 3,5 кГц
Канал 25 кГц
Рис. 1.35. Ширина полосы радиочастоты передачи с указанием интервала под-
несущей частоты
устройствам-слугам разрешается вести передачу только в ответ на передачу
устройства-хозяина. В голосовых видах применения устройства-слуги ведут
передачу периодически в своих выделенных временных сегментах.
Bluetooth первоначально был развернут с комплектацией версии 1.0 и вел
передачу с базовой скоростью данных 1 Мбит/с. Позднее он был усилен и
обеспечивал 2 и 3 Мбит/с с помощью модернизаций увеличенной скорости
передачи данных (EDR) [34].
Каналы физического слоя формируются только между устройствами-хозя-
евами и устройствами-слугами в пикосети. Каждое устройство Bluetooth имеет
адрес, который используется для идентификации и имеет длину 48 битов.
Мы уже обсуждали сценарий пикосети выше; однако имеют место случаи,
когда устройство Bluetooth участвует в двух или более пикосетях; теперь это
называется рассеянной сетью. Каждая пикосеть имеет свою уникальную псев-
дослучайную скачкообразную схему. Частотный канал разделяется по времени
на временные сегменты. Каждый временной сегмент соответствует скачкооб-
разной радиочастоте.
Базовая характеристика скорости реализуется посредством использования
2-уровневого GFSK (гауссовская частотная манипуляция) с передачей битов
ВТ = 0,5. Индекс модуляции находится в пределах от 0,28 до 0,35. Скорость
данных составляет 1 Мбит/с, что позволяет нам рассчитать дисперсию межпи-
ковой частоты (2fd) следующим образом:
028
2
, 0,35 fd
1 Мбит с
, (1.10)
140 кГц fd 175 кГц. (1.11)
Как говорилось выше, для того чтобы увеличить емкость системы, была
внедрена EDR. Концепция здесь заключается в том, что схема модуляции из-
меняется внутри пакета. То есть код доступа и заголовок пакета передаются по
1 Мбит/с с помощью базовой скорости GFSK, при этом полезная информа-
ция (пакетное наполнение) передается с помощью схем модуляции EDR.
Скорость данных 2 Мбит/с реализуется с помощью схемы модуляции
8-DPSK (относительная фазовая манипуляция). Для случая EDR фильтр низ-
ких частот теперь — это фильтр SRC (преобразование частоты дискретизации)
с коэффициентами сглаживания б = 0,4 и выражается следующим образом:
h t
f
T
fT
( )
| |
sin
( )
1 0
1
2
1
2
1
2 1
2
1
2
T
f
T
1
2
0
, инаїе
, (1.12)
где Т — период символа, равный 1 мс.
Кодирование дифференциальной фазы осуществляется и определяется
следующим образом (с помощью k как временного индекса):
Sk Sk e
j 1 k
, (1.13)
где Sk — символ, который подлежит передаче в настоящее время, Sk-1 — ранее
переданный символ, а e jцk — текущее изменение фазы. Также, поскольку пер-
воначальная фаза является произвольной,
S0 = e j!, !"(0,2 ). (1.14)
Схема модуляции р/4-DQPSK (относительная квадратурная фазовая моду-
ляция) генерируется так, как показано на рис. 1.36.
Первоначально допустимое смещение частоты составляет ±75 кГц, которое
затем уменьшается до ±10 кГц перед приемом заголовка пакета. Bluetooth
обеспечивает межточечные соединения и соединения точкой и многими точ-
ками. В пиконете активными могут быть до семи устройств-слуг.
Формат пакета базовой скорости показан на рис. 1.37. Продолжитель-
ность кода доступа составляет 68—72 бита. Заголовок состоит из 54 битов, а
информационное наполнение может по длительности находиться в пределах
от 0 до 2745.
Структура пакета EDR показана на рис. 1.38. CRC (контрольная сумма)
используется для установления целостности принятого пакета, информацион-
ное наполнение — для передачи данных пользователя, заголовок информаци-
онного наполнения — в качестве логического идентификатора канала и рас-
крытия длины пакета, заголовок пакета — для определения, является ли пакет
адресом устройства Bluetooth, а код доступа канала — для идентификации свя-
зи на конкретном канале.
Символы Комплексная огибающая
Биты
Рис. 1.36. Структурная схема передатчика модуляции /4-DQPSK
Преобразова-
ние последова-
тельного кода
в параллельный
Символьная
таблица
Преобразова-
ние полярных
координат
в декартовы
Квадратурный
модулятор
Рис. 1.37. Формат пакета базовой скорости
Гауссовская частотная манипуляция
Код
доступа Заголовок
Информа-
ционное
наполнение
Преамбула
Слово
синхро-
низации
Концевик
Временной сегмент имеет длительность 625 мс. Временные сегменты про-
нумерованы, а пакеты совмещаются с началом временного сегмента. Пакеты
могут длиться до 1, 3 или 5 временных сегментов. Устройство-хозяин ведет пе-
редачу на временных сегментах с четными номерами, а устройство-слуга ведет
передачу по временному сегменту с нечетным номером. Информационное на-
полнение пакета позволяет отправлять как данные, так и голос. Как говори-
лось выше, размер информационного наполнения может изменяться, при
этом максимальная длина определяется минимальным временем переключе-
ния между Тх и Rх, которое задается равным 200 мс. Устройства поэтому де-
модулируются (625 200
= 425 мс временного сегмента до переключения на
другую частоту для следующего временного сегмента).
Что касается защиты пакета или исправления ошибок, в Bluetooth для этой
цели определено три механизма:
1) код 1/3 скорости, где каждый бит повторяется 3 раза;
2) код 2/3 скорости, где используется код кадра Хэмминга (15, 10);
3) схема запроса автоматического повторения (ARQ), где для повторной пе-
редачи в случае отказа CRC используются пакеты данных с защитой CRC.
1.2.8. Пейджинг «Флекс»
«Флекс» — это торговая марка «Моторолы», которая означает «гибкий широко-
зонный синхронный пейджинговый протокол» [35]. Пейджинговый протокол
предназначался для того, чтобы значительно увеличить емкость и надежность
отправки сообщений по сравнению с другими пейджинговыми протоколами, в
частности такими, как консультативная группа по стандартизации почтового
кода (POCSAG). Увеличение емкости достигается за счет увеличения скорости
данных с 1200/2400 до 6400 бит/с. Улучшение надежности отправки сообщений
достигается улучшенным синхронным протоколом, а также приемами исправ-
ления ошибок против замирания вследствие многолучевого распространения и
одновременной передачи передатчика. Более того, достигается улучшение срока
службы батареи посредством методов протокола, в частности благодаря синхро-
нному механизму, находящемуся в TDM (мультиплексная передача с времен-
ным разделением каналов). «Флекс» — это односторонний пейджинговый про-
токол, а «Ре-Флекс» — это двухсторонний пейджинговый протокол.
Пейджинговый протокол «Флекс» имеет передатчики базовых станций, ко-
торые синхронизируются посредством GPS (глобальная система позициони-
рования). Структура кадра «Флекс» физического слоя приведена на рис. 1.39.
Рис. 1.38. Формат пакета увеличенной скорости данных (EDR)
Гауссовская частотная Изменение Относительная
манипуляция режима EDR фазовая манипуляция
Код
доступа
канала
Заголовок
пакета
Защита
и синхро-
низация
Заголовок
информа-
ционного
наполнения
Информа-
ционное
наполнение
CRC
На этом рисунке мы видим, что кадр имеет временную продолжительность, рав-
ную 1,875 с. Кадры нумеруются по модулю 128, т.е. от 0 до 127, где 128 кадров
вместе называются циклом и имеют временную продолжительность равную
4 мин. Существует 15 циклов «Флекс», которые повторяются каждый час и син-
хронизированы с началом часа GPS. Циклы пронумерованы от 0 до 14.
Синхронизация 1 используется для синхронизации времени и частоты.
Информация кадра используется для идентификации номера кадра и номера
цикла «Флекс». Синхронизация 2 показывает скорость данных, используемую
в части отправки сообщений (1600, 3200 или 6400 бит/с). Используемая схема
модуляции — FSK (кодирование с частотным сдвигом, частотная манипуля-
ция) (2-го и 4-го уровня).
Пиковые ошибки, вызванные замиранием вследствие многолучевого рас-
пространения, компенсируются или минимизируются посредством использо-
вания кода кадра исправления ошибок BCH (32, 21)1 наряду с перемежителем,
который может противостоять определенной длине очереди ошибок. Также
несколько базовых пейджинговых станций обычно передают страницу одно-
временно широкой зоне; эти страницы или формы сигнала прибывают на
пейджер с различными временными задержками распространения. Это явле-
ние аналогично разнице задержки или FSF. По мере увеличения времени сим-
вола дифференциальная временная задержка распространения будет состоять
из меньшей части всего символа и таким образом вызывать меньшее ухудше-
ние вероятности битовой ошибки. Соответствующее развертывание базовой
станции уменьшит дифференциальные временные задержки распространения
и улучшит пейджинговое покрытие и эффективность системы. Это особенно
заметно при переходе от 2-го уровня к 4-му уровню FSK (кодирование с час-
тотным сдвигом, частотная манипуляция). Четыре возможных отклонения
частоты для схем модуляции FSK приведены в следующем виде:
fd1 = ±1600 Гц,
fd2 = ±4800 Гц.
(1.15)
Модулятор FSK 2-го уровня упрощен и может быть изображен так, как по-
казано на рис. 1.40. Здесь входные биты отображаются к биполярному сигна-
лу, затем пропускаются по фильтру низких частот для уменьшения эмиссий за
пределами полосы и отправляются на генератор управления напряжения
(VCO) для дисперсии частоты относительно номинальной несущей частоты.
Сигнал, поступающий в VCO, является двоичным сигналом.
54 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Рис. 1.39. Структура кадра протокола «Флекс»
1 кадр = 1,875 с
Синхро-
низация
1
Синхро-
низация
2
Кадр 0 Кадр 10
Инфор-
мация
кадра
1BCH — Боуз—Чоудхури—Хоквингем.
Аналогичным образом 4-уровневый модулятор FSK упрощается и может
быть изображен так, как показано на рис. 1.41. Здесь мы добавили группиро-
вание 2 бит для создания символа. Эта функция распространяется на кадры
преобразования последовательного кода в параллельный и кадры отображе-
ния. На этот раз сигнал, входящий в VCO, — это 4-уровневый сигнал.
В табл. 1.10 мы приводим обобщенную информацию о некоторых рассмот-
ренных выше беспроводных системах.
Таблица 1.10. Справочная таблица некоторых цифровых сотовых систем
Проектный параметр IS 136 GSM IS 95 CDMA2000 WCDMA
Дуплекс FDD1 FDD FDD FDD FDD
Схема модуляции р/4-DQPSK GMSK QPSK
OQPSK
QPSK
HPSK
QPSK
HPSK
Размер кадра 20 мс 4,615 мс 10 мс 10 мс 10 мс
FEC2 Сверточный Сверточный Сверточный Сверточный
+ турбо
Сверточный
+ турбо
Скорости данных 48,6 кбит/с 270,8 кбит/с 14,4 кбит/с 3 Мбит/с 2 Мбит/с
Метод детектиро-
вания
CD/DD CD CD/NC CD CD
Ослабление мно-
голучевого распро-
странения
Корректор
(эквалайзер)
Корректор
(эквалайзер)
RAKE + PC RAKE + PC RAKE + PC
Коды скремблиро-
вания
Отсутствуют Отсутствуют Последова-
тельность-m
Последова-
тельность-m
Код Голда
Коды канализации Отсутствуют Отсутствуют Уолш Уолш OVSF3
Спектральная эф-
фективность
48,6К/30К =
= 1,62
270,8К/200К =
= 1,354
14,4/1,25К =
= 0,0116
3М/2,5М =
= 1,2
2М/5М =
= 0,4
1 FDD — дуплекс с частотным интервалом каналов; 2 FEC — упреждающая коррекция
ошибок; 3 OVSF — оротогональные переменные коэффициенты расширения.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 55
fd1 = ±1600 Гц
Рис. 1.40. Структурная схема передачи модуляции FSK двух уровней: VCO —
генератор управления напряжением
Карти-
рование
Фильтр
низких
частот
VCO
fd1 = ±1600 Гц
fd2 = ±4800 Гц
Рис. 1.41. Структурная схема передачи модуляции FSK четырех уровней
VCO
Фильтр
низких
частот
Карти-
рование
Упро-
щение
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов
Мы должны прежде всего сказать, что проведена и продолжает проводиться
огромная работа по стандартам, которую, в сущности, можно подразделить
на две области. Первая область ставит своей целью сохранить действие опре-
деленных стандартов, которые уже успешно развернуты и введены в дейст-
вие, но оказались недостаточными для того, чтобы обеспечивать и удов-
летворять возрастающую потребность в емкости и сервисах наряду со
скоростями данных абонента, необходимыми для поддержания этих серви-
сов/видов применения.
Вторая область ставит своей целью создание новых стандартов (хотя неко-
торые из них создаются на основе существующих стандартов), которые при-
званы удовлетворить ожидаемый мировой рост емкости, а также обеспечить
увеличение скорости данных, необходимое для мультимедийных сервисов. Это
также можно называть эволюцией.
В результате существования этих областей мы становимся свидетелями
распространения стандартов, имеющихся в распоряжении производителей
терминалов и инфраструктуры. На рис. 1.42 показан эволюционный путь
определенных стандартов, который подтверждает наши предположения. Ана-
логичные наблюдения могут быть также сделаны по таким областям, как
WLAN (беспроводная локальная сеть) и WPAN (беспроводная персональная
сеть). Направление развития показано как функция времени по мере нашего
перемещения слева направо по странице. С течением времени и благодаря
прогрессу технологии мы можем отмечать для себя состояние электронных
устройств для массового потребления [36].
Конечный потребитель предпочел бы иметь при себе одно устройство, а не
множество устройств. Прилагаются огромные усилия, направленные на то,
чтобы сконструировать не только устройства, но также и сеть для поддержа-
ния конвергенции всех этих функций. Производитель какой-то конструкции
может сегментировать проблему на более мелкие проблемы, интегрируя функ-
ции по мере требований времени и рынка (см. рис. 1.43). Это также создает
несколько препятствий для провайдеров сервисов, поскольку у них должен
быть контент и виды применения (приложения) для обеспечения удовлетво-
ренности потребителя.
1.3.1. Маркетинговый обзор
В предыдущем подразделе мы представили путь развития сотовых стандартов.
Аналогичные пути существуют для персональной сети (PAN), а также беспро-
водной локальной сети (WLAN). Они также увеличивают скорости данных и
пропускную способность, не говоря уже об улучшении качества сервиса (QoS),
а также об определенном увеличении мобильности. Если мы просто сосредо-
точимся на скорости данных/пропускной способности, приведем для сравне-
ния рис. 1.44.
Наблюдения, которые можно сделать на основе вышесказанного, заклю-
чаются в том, что системы PAN и WLAN растут вверх и вправо (в область
большего охвата или увеличения мобильности), в то время как сотовые сис-
56 Глава 1. Тематика беспроводной связи
темы растут прямо вверх. Стоит упомянуть, что, поскольку сотовые системы
связаны со средами, находящимися под крышей и внутри помещений, а так-
же высокоскоростными средами транспортных средств, фактический уклон
графика скоростей данных сотовой пропускной способности будет стремить-
ся к отрицательным значениям. Уклон имеет отношение к поддержанию мо-
бильности.
В этой связи могут иметь место несколько сценариев; давайте рассмотрим
два таких сценария. Первый заключается в том, что WLAN + PAN будут про-
должать расти с большей скоростью по сравнению с WAN. В этом случае
WLAN + PAN обеспечивают решения, сотовые системы обеспечивают другое
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов 57
Рис. 1.42. Эволюционный путь некоторых беспроводных стандартов: IS-136,
IS-95, IS-2000 — международные стандарты; GSM — глобальная сис-
тема мобильных коммуникаций; GPRS — система пакетной радио-
связи общего пользования; EDGE — развитие стандарта GSM с уве-
личенной скоростью передачи данных; UMTS FDD — универсальная
система мобильной связи, дуплекс с частотным интервалом каналов;
HSDPA — технология высокоскоростной мобильной передачи дан-
ных; HSUPA — технология высокоскоростной пакетной передачи
данных в направлении «от абонента»; LTE — долговременный про-
цесс эволюционного развития систем связи; UMTS TDD — универ-
сальная система мобильной связи, дуплексная связь с временным
разделением; TD-SCDMA — множественный доступ с синхронным
разделением по времени и коду; EV-DO — эволюционировавшая
оптимизированная передача данных; EV-DV — эволюционировавшая
оптимизированная передача голоса и данных
IS-136
GSM
Эволюция
GPRS EDGE
Эволюция
EDGE
UMTS
FDD
HSDPA HSUPA LTE
UMTS
TDD HSDPA & HSUPA
Китай, TD-SCDMA
IS-95 IS-2000 EV-DO EV-DV
4G
решение, а сближение продолжается, пока существуют значительные преиму-
щества одного метода по сравнению с другим.
Второй сценарий заключается в том, что WAN (сеть беспроводного досту-
па) в значительной степени приближается к пропускной способности
WLAN + PAN (беспроводная локальная сеть + персональная сеть). В этом слу-
чае WLAN + PAN должны по крайней мере выигрывать в графике затрат.
WAN столкнется с проблемами роста в сохранении мобильности при значи-
58 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Обеспечение мобильности
Рис. 1.44. Общий обзор тенденций в области беспроводных систем: WLAN —
беспроводная локальная сеть; LTE — долговременный процесс эво-
люционного развития систем связи; HSDPA/EV-DO — технология
высокоскоростной мобильной передачи данных/эволюционировав-
шая оптимизированная передача данных; WCDMA — широкополос-
ный CDMA; EDGE — развитие стандарта GSM с увеличенной ско-
ростью передачи данных; GSM — глобальная система мобильных
коммуникаций; IS-95 — международный стандарт-95
Скорости данных
Передача
битов
Рис. 1.43. Сближение сервисов
Беспроводная локальная
сеть
Игры Передача битов, сверхши-
рокополосная, короткоди-
апазонная связь
Цифровой
фотоаппарат
Видеокамера
Аудиопроигрыватель
Интернет
Сотовый
телефон
Устройство глобальной
системы позиционирования
Переносной компьютер
(ноутбук)
Мобильное ТВ/
ТВ интернет-протокола
тельном увеличении скоростей данных пользователя. Мы можем и далее раз-
вивать данную концепцию и прийти к пониманию того, что существует необ-
ходимость в сервисах PAN, WLAN и WAN, и отсюда создание устройств, в
которых эти конвергированные сервисы соединены в одну платформу, являет-
ся весьма желательным. Интеграция данных технологий в терминал представ-
ляет собой сложную задачу. Давайте посмотрим упрощенную структурную
схему аппарата на рис. 1.45, где мы подчеркиваем фактическое месторасполо-
жение вышеуказанных сервисов внутри аппарата (см. рис. 1.46).
Как вы можете видеть на рис. 1.46, сервисы WLAN + PAN находятся со
стороны видов применения (приложений) аппарата с возможным подключе-
нием к дополнительному или «добавляемому» устройству. Критической конст-
рукторской проблемой является одновременная работа всех/некоторых из этих
технологий. Теперь с появлением и внедрением технологии связи IP (интер-
нет-протокола), в частности VoIP (протокол передачи голоса/речи через Ин-
тернет), основное направление данного разделения (компоновки) может изме-
ниться.
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов 59
Рис. 1.45. Упрощенная функциональная обзорная схема аппарата
Процессор
передачи данных
Радио-
частота
Процессор видов
применения
(приложений)
Интерфейс
пользователя
Протокол Приложения
Управление первого слоя Управление приложениями
Рис. 1.46. Функциональное разделение между средствами связи и приложения-
ми: AGPS I/F — интерфейс технологии, ускоряющей «холодный
старт» GPS-приемника
Ра-
дио-
час-
тота
Обработка
модемом
BB
Обработка
кодером-
декодером
Управление
питанием
Батарея Память
Аудио-
кодер/
декодер
Видео-
кодер/
декодер
Интерфейс
мобильного ТВ
Интерфейс пер-
сональной сети
Дисплеи
Камера
AGPS I/F
Частотная
модуляция
Интерфейс
беспроводной
локальной сети
1.3.2. Знакомство с программно-определяемой
радиосистемой (SDR)
Существует множество причин и преимуществ создания платформы SDR [37].
Мы воспользуемся этим в качестве демонстрационного средства для обеспече-
ния многорежимного приемника для целей конвергенции.
Причин, почему компоненты WLAN (беспроводной локальной сети) и
WPAN (беспроводной персональной сети) находятся на стороне приложений
устройства связи, несколько. Вначале эти технологии (WLAN, BT, GPS,
UWB и т.д.) существуют главным образом в качестве одночипового реше-
ния, отделяя, таким образом, данную интеллектуальную собственность от
WAN, но в то же время позволяя рассматривать эти решения в качестве «до-
бавляемых» к PDA (персональному электронному помощнику) или сообще-
ству портативных компьютеров. Другая причина, если говорить с точки зре-
ния истории, — это то, что производители интегральных схем устройств
WAN, LWAN и PAN были разными. Существует очень небольшое число слу-
чаев, когда один и тот же производитель успешно обеспечивал бы все выше-
упомянутые решения. Однако картина менялась и продолжает меняться с те-
чением времени, появлением сервисов, расширением возможностей и
повышением требований.
В своем простейшем виде SDR относится к наличию возможности пере-
конфигурировать терминал (т.е. ручной аппарат) посредством программного
обеспечения. Более конкретно программное обеспечение должно также охва-
тывать пакет протоколов плюс приложения. Более того, мы должны сказать,
что будет иметь место некоторая функциональность (по крайней мере перво-
начально) в специализированном аппаратном обеспечении с дорожной кар-
той, впоследствии подлежащем переконфигурации. В простейшем виде SDR
предполагает способность изменения свойства терминала (или устройства) пу-
тем скачивания или изменения программного обеспечения, являющегося ре-
зидентом устройства. Это требует не только контроля радиочастоты, но также
обработки сигнала на нулевой частоте, что включает уровень 1, а также более
высокие уровни.
Наиболее вероятным способом создания терминала SDR является начало с
верха пакета протоколов и движение в направлении вниз. Как только вы при-
близитесь к физическому слою, вы, в сущности, будете работать при операци-
онной системе реального времени (RTOS) или ниже, поэтому следует прояв-
лять осторожность при рассмотрении различных реализаций. Существует
несколько опубликованных анализов необходимых операций обработки сигна-
лов в миллионах операций в секунду; эти данные приводятся в табл. 1.11 [38].
Таблица 1.11. Обработка сигналов. Оценка сложности
Сотовая система Сложность обработки
GSM 100 млн операций в секунду
IS-95 500 млн операций в секунду
WCDMA 5000 млн операций в секунду
Как показывают эти анализы сложности, наличие программируемого
устройства самого по себе может не быть наилучшим решением при рассмот-
рении последствий для стоимости устройства, размера, а также потребляемой
мощности [39—41].
Первоначально это может означать, что в той степени, в которой это ка-
сается физического слоя, мы можем использовать либо подход многоре-
жимного приемника, либо переконфигурируемый прогноз (это может также
принимать вид акселератора/сопроцессора и т.д.). Данная переконфигуриру-
емость может быть далее разделена на две части: наличие полной перекон-
фигурируемости в том же смысле, что и FPGA (программируемая пользова-
телем вентильная матрица), или наличие частичной переконфигурируемости.
Здесь мы выбираем пространство или векторное подпространство, если хоти-
те, и создаем функции в этом пространстве, которые являются переконфигу-
рируемыми. Например, можно создать двигатель расширенного спектра, ко-
торым можно манипулировать и который можно конфигурировать для
выполнения широкого разнообразия только стандартом расширенного спект-
ра. Отсюда, если вы стремитесь к стандарту TDMA, тогда вы либо перейдете
к точечному решению, либо создадите другой двигатель векторного про-
странства, нацеленный на математические операции, которые, как правило,
выполняются в системах TDMA.
Преимущества SDR:
• конечный пользователь получит более персонализированные и гибкие
услуги. Это позволит предпринять согласованные усилия для упрощения
международного роуминга;
• для провайдеров сервиса SDR предоставляется возможность оказания
персонализированных, более дифференциальных услуг с лучшей эффек-
тивностью. Все услуги будут предлагаться в надежде на увеличение дохо-
дов провайдеров;
• производители обменяют свои устройства с многоточечным решени-
ем на одну платформу (в идеале), которая позволит сэкономить площадь
и обеспечит более продолжительный срок службы продукции. Более
того, можно вести совместные разработки таких устройств.
Продолжая двигаться в таком направлении, мы должны упомянуть кон-
цепцию когнитивного радио [42]. В данном случае устройство не только об-
ладает возможностью изменять свои свойства посредством изменения про-
граммного обеспечения, оно может почувствовать имеющийся спектр и
затем принять решение, какая полоса является лучшей для работы, а также
какой технологией пользоваться. В настоящее время ручные аппараты скон-
струированы с учетом секций радиочастоты двойной, а также четверичной
полосы. По мере предоставления большего количества полос эти количества
будут увеличиваться. Если предполагаемая зона не включена в ручной аппа-
рат, сконструированный в настоящее время, тогда секция радиочастоты руч-
ного аппарата будет переконструирована, с тем чтобы учесть изменение час-
тотной полосы. На первый взгляд мы видим необходимость в таком радио в
области военной связи. Когда войска развернуты, чаще всего частотные по-
лосы являются разными, а также присутствуют возможные помехи. Данное
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов 61
когнитивное радио, по сути, будет сканировать частотные полосы, для того
чтобы выделить безопасные и надежные частотные полосы и затем исполь-
зовать их для связи. Можно рассмотреть потенциал различных стандар-
тизированных эфирных комплектаций, поскольку данное рассмотрение пер-
воначально было посвящено программно-определяемому радио. Или
когнитивное радио может использовать новый и неинтрузивный эфирный
интерфейс. Существует множество вопросов и возможностей, которые по-
требуют внимания научно-исследовательских кругов, для того чтобы найти
ответы на них. Другой вид применения — сфера быстрого реагирования
(т.е. экстренная медицинская помощь, безопасность и т.д.). В этом случае
терминалы будут сканировать другие частоты и выбирать другую RAT (техно-
логию радиодоступа) для использования, благодаря которой можно обеспе-
чить максимальную надежность связи.
1.3.3. Архитектура переконфигурируемого модема
В данном подразделе мы обратимся к вопросу переконфигурируемых архитек-
тур с точки зрения их использования вместо или совместно с подходом, пред-
усматривающим применение SDR, который обсуждался выше. Если мы еще
раз обратимся к упрощенной структурной схеме терминала, которая была по-
казана ранее, мы сможем понять подход «Velcro», изображенный на рис. 1.47.
В данном случае точечные решения интегрируются для уменьшения про-
странства для плат, перечня компонентов, объема телефона и, конечно, ведо-
мости материалов. Но со временем может быть целесообразным проследить
математическую составляющую, заложенную в каждый из стандартов, и обсу-
дить схожесть налагающихся друг на друга областей.
Переконфигурируемый
Рис. 1.47. Многофункциональный терминал: AGPS — технология, ускоряющая
«холодный старт» GPS-приемника; WLAN — беспроводная локаль-
ная сеть
Радио-
час-
тота
Обработка
нулевой
частоты
Переда-
ча битов
Сверхширо-
кая полоса
AGPS WLAN
Например, WLAN и сотовая система, в которых используется OFDM
(мультиплексирование с ортогональным делением частот), могут повторно или
совместно использовать приемник на базе общей частотной области с измене-
нием соответствующих параметров. Аналогичным же образом системы DSSS
(расширение спектра с применением кода прямой последовательности) могут
быть способны размещать один двигатель реконфигурируемой скорости пере-
дачи элементов сигнала.
В период этой начальной эры конвергенции время, деньги и здравый
смысл диктуют жизнеспособность точечных решений. Однако со временем и
с изменением технологической картины может возобладать какое-либо альтер-
нативное решение.
1.4. Вероятностный анализ
и анализ обработки сигналов
В данном разделе мы представим краткий обзор соответствующей вероятности
и статистической обработки сигнала. Мы воспользуемся этими уравнениями
для описания и анализа свойства сигнала и функций обработки сигнала [43, 44].
1.4.1. Статистическая основа
Случайная переменная описывается функцией распределения (CDF), которая
определяется следующим образом:
F x P ( ) (X x) ( #x# ). (1.16)
Она ограничена интервалом 0 Ѕ F(x) Ѕ 1 с дополнительными ограничения-
ми F(
) = 0 и F ( ) = 1.
Производная CDF описывается функцией плотности вероятности (PDF),
которая определяется как
p x
d
dx
( ) F(x) ( # x # ). (1.17)
PDF всегда является положительной функцией с общей площадью, равной 1:
p(x)dx
1. (1.18)
Теперь, используя предыдущие определения, мы переписали отношение
между CDF и PDF:
F x P X x p v dv
x
( ) ( ) ( )
. (1.19)
Далее мы представляем несколько методов, используемых для анализа слу-
чайной переменной. Среднее значение случайной переменной Х определяется
следующим образом:
E{X} mx xP(x)dx
. (1.20)
1.4. Вероятностный анализ и анализ обработки сигналов 63
E{ } g — это среднее значение случайной переменной g. Среднее значение — это
линейный оператор со следующими свойствами (исходя из того, что К — это
константа):
E Kg { } K E{g}, (1.21)
E{g
y} E{g}
E{y}. (1.22)
Дисперсия случайной переменной определяется следующим образом:
Var{g} E{[g E{g}]2}, (1.23)
что можно представить (с учетом вышеуказанных определений) как
$2g g mg2pgdg
( ) () . (1.24)
Принимая допущение, что среднее значение является константой, получаем:
Var{g} E{g2} [E{g}]2. (1.25)
Var{ } g — это дисперсия случайной переменной g. Дисперсия используется для
измерения разброса g относительно ее среднего значения. Квадратный корень
колебания называется среднеквадратичным отклонением анализируемой слу-
чайной переменной.
Широко используемая случайная переменная — это гауссова или нормаль-
ная случайная переменная. PDF определяется следующим образом:
p x e
x mx
( )
( )
1
2
2
2 2
$
$. (1.26)
CDF определяется следующим образом:
F x
( )
x mx
1
2
1
2
erf
$
, (1.27)
где erf(x) — это функция ошибки (интеграл ошибок), которая определяет-
ся как
erf(x) et dt
x
2 2
0
. (1.28)
Значение CDF с точки зрения дополнительной функции ошибок:
F x
( ) x mx
1
1
2 2
erfc
$
, (1.29)
где функция erfc(x) определяется наряду с ее отношением к ранее определен-
ной функции ошибки (интеграл ошибок):
erfc(x) et dt erf(x)
x
2
2 1
. (1.30)
1.4.2. Автокорреляция и спектральная плотность
мощности (PSD)
Давайте определим автокорреляцию случайного процесса Х(t) как функцию
двух временных моментов t1 и t2
R t t x(1, 2) E{x(t1)x(t2)}, (1.31)
которую можно выразить следующим образом, если принять допущение, что
% t2 t1:
Rx(%) E{x(t
%)x(t)}. (1.32)
Рассмотрим воздействия линейного фи-
льтра на случайный процесс. На рис. 1.48
случайная переменная Х(t) вводится в
фильтр с импульсной передаточной функ-
цией h(t).
Выход фильтра легко записывается в область времени путем свертки им-
пульсной передаточной функции фильтра с помощью входного сигнала:
Y(t) h( )X(t )d
% %%. (1.33)
С помощью частотной области мы можем просто записать спектральную
плотность мощности (PSD) входа (Вт/Гц):
SX f RX e d
( ) ( ) j fr
% 2 %. (1.34)
PSD выхода линейного фильтра:
SY(f) &H(f)&SX(f) 2 . (1.35)
Теперь давайте применим вышеуказанные наблюдения к случаю, когда
линейный инвариантный во времени фильтр возбуждается белым гауссовым
шумом N(t). PSD имеет значение:
S f
N
N
( ) o
2
(1.36)
и показана графически на рис. 1.49.
1.4. Вероятностный анализ и анализ обработки сигналов 65
Рис. 1.48. Пример свертки фильтра
Рис. 1.49. Спектральная плотность мощности белого шума
Чтобы получить функцию автокорреляции, мы воспользуемся обратным
преобразованием Фурье:
R
N
N
(%) o (%)
2
, (1.37)
где ( ) t — дельта-функция Дирака равная 1 при t = 0. Функция актокоррекции
графически представлена на рис. 1.50.
Это показывает, что если мы возьмем два различных образца данного сиг-
нала шума, они не будут скорректированы относительно друг друга. Теперь
давайте вставим идеальный фильтр низких частот шириной полосы BW; тогда
PSD на выходе фильтра составит:
S f
N
f
f
Y
o
( )
| |
'
2
0
BW BW
BW
. (1.38)
Обратное преобразование Фурье дает следующую функцию автокорреляции:
R
N
Y e d
j f
BW
BW
(%) %%
0 2
2
; (1.39)
R
N BW
Y ( )
sin( ) %
%
%
0
2
2
. (1.40)
1.5. Представление полосовых сигналов
и подсистем
В данном разделе мы приводим перечень инструментов, которые читатель
может использовать для анализа полосовых сигналов и систем. Для анализа
сигналов будет использовано его описание с помощью комплексной огибаю-
щей, причем только в данной книге.
Рис. 1.50. Функция автокорреляции белого шума
Сотовая связь является одной из наиболее быстро развивающихся технологий,
в ней активно используются самые последние достижения науки и техники.
За тридцать с небольшим лет, прошедших с момента появления сотовой связи
(первые сети сотовой связи были запущены в Саудовской Аравии, Швеции,
Дании, Норвегии, Финляндии и Испании в 1981—1982 годах), создано уже че-
тыре поколения таких сетей. При этом уже в сотовых сетях первого поколения
была реализована передача цифровых данных по принципу частотной телегра-
фии (сети NMT-900 и NMT-450J). Услуга передачи данных предоставлялась
дополнительно к основному голосовому сервису, при этом скорость передачи
данных составляла 4,8 Кбит/с. Тогда мало кто предполагал, что со временем
именно передача цифровых данных, а не речевая связь, станет основным сер-
висом сотовой связи.
Цифровые сотовые сети второго поколения, пришедшие на смену аналого-
вым сетям в середине 90-х годов XX века, унаследовали возможность передачи
данных в голосовом канале, при этом скорость передачи данных возросла до
9,6 Кбит/с и вполне устраивала большинство пользователей. Но уже через 2—
3 года, на рубеже XX и XXI веков, развитие Интернета и мультимедийных тех-
нологий заставило разработчиков стандартов сотовой связи серьезно заняться
проблемой повышения скорости передачи данных.
Данная книга посвящена третьему поколению сетей сотовой связи. В на-
стоящее время именно на этой технологии основана работа большинства сото-
вых сетей в мире. Понимание принципов работы сетей третьего поколения и
их потенциальных возможностей необходимо специалистам, как проектирую-
щим оборудование и сети связи, так и осуществляющим повседневную эксп-
луатацию таких сетей.
В книге изложены базовые принципы работы сетей связи с кодовым разде-
лением каналов (CDMA). При этом даже самые сложные аспекты теории циф-
ровой модуляции и помехоустойчивого кодирования изложены простым и до-
ступным языком с минимальным привлечением сложных математических
выкладок. В книге подробно рассмотрены принципы работы адаптивных ан-
тенных систем и адаптивных методов цифровой модуляции и кодирования.
Хотя адаптивные антенные системы не получили широкого распространения
в реальных сетях 3G, в настоящее время наблюдается новая волна интере-
са к ним уже применительно к следующему, четвертому поколению сотовой
связи.
Большое внимание в книге уделяется вопросам оценки пропускной спо-
собности и емкости сети в целом с использованием моделирования на ЭВМ.
Получение адекватных оценок этих параметров крайне важно для проектиро-
вания сетей и определения требований к алгоритмам обработки сигналов и
управления передачей.
В настоящее время все чаще можно слышать заявления операторов о ско-
ром переходе к четвертому поколению сотовой связи, обычно такие заявления
связаны с внедрением технологии LTE. Но при этом не следует забывать, что
LTE — это Long Term Evolution — долговременный процесс эволюционного
развития систем связи, основанный на усовершенствовании европейской сети
3G, которая, в свою очередь, должна рассматриваться как дальнейшее разви-
тие технологии GSM, относящейся ко второму поколению сотовой связи. Все
эти системы развиваются в рамках европейской ассоциации 3GPP и совмести-
мы по частотным диапазонам, полосам сигнала и во многом по сетевой инф-
раструктуре. Поэтому предлагаемая читателям книга ни в коей мере не являет-
ся устаревшей. Ее прочтение может быть рекомендовано всем студентам
радиотехнического профиля и техническим специалистам, занятым в развитии
и эксплуатации сетей сотовой связи.
Василий Иванович БОРИСОВ,
научный руководитель — заместитель
генерального директора ОАО «Концерн «Созвездие»,
член-корреспондент РАН,
профессор, доктор технических наук,
лауреат Государственной премии СССР
и Государственной п ремии РФ
Посвящаю своей удивительной любящей семье
Нинамари, Джованни и Джакомо
ПРЕДИСЛОВИЕ
Распространение беспроводных цифровых видов связи заложило фундамент
того, что станет беспрецедентной потребностью мощностей при одновремен-
ном обеспечении глобальной мобильности. Этот рост повсеместных систем
вынудит конструкторов принять сложные и трудные технологические реше-
ния. Как и в любой области, будут приняты решения, основанные на прочной
инженерной базе. Я написал данную книгу именно по этой причине.
Темы, рассматриваемые в этой книге, дадут читателю представление о во-
просах, с которыми конструкторы сталкиваются каждый день. Замысел книги
заключается в том, чтобы начать со сравнения схем модуляции и продолжить
рассмотрением канала замирания вследствие многолучевого распространения,
где сравниваются модели компьютерного моделирования. Подробно представ-
лены и объясняются различные методы когерентной и некогерентной демоду-
ляции, используемые в приемнике. Далее даются методы оптимизации эффек-
тивности, за которыми следуют избранные функции обработки цифровых
сигналов. Приводится обзор сотовой системы широкополосного множествен-
ного доступа с кодовым разделением каналов, перед тем как представить
ее эволюционный путь. Рассматривается сравнение методов компьютерного
моделирования, используемых в оценке ошибок. Все это дано для того, чтобы
книгу можно было использовать на аспирантских курсах по конструированию,
а также в качестве справочника для инженеров и ученых, конструирующих
беспроводные цифровые системы связи.
В главе 1 приводится обзор некоторых систем беспроводной связи, ис-
пользуемых в прошлом и в настоящее время. Это даст возможность сравнить
некоторые варианты конструкции и выделить параметры системы, являющие-
ся существенными в надежной связи. Рассматриваемые системы включают
персональные сети, беспроводные локальные сети, сотовую связь и пейджин-
говые системы. Дается описание тенденций в сфере мобильных устройств и
в этом контексте приводятся реконфигурируемые приемники, содействующие
поддержанию нескольких беспроводных стандартов, требуемых для приемле-
мой связи.
В главе 2 содержатся различные схемы модуляции с точки зрения спект-
ральной эффективности, сложности приемника и пропускной способности
линии связи. Кроме того, описывается путь эволюции, представляющий
собой правило отображения. Трактовка данной главы с точки зрения пе-
редатчика дает возможность рассмотреть проблемы подроста спектра. Это
становится допустимым с моделью нелинейного усилителя передаваемой
мощности.
В главе 3 особое внимание уделяется модели канала беспроводной связи.
Приводится введение в неглубокое замирание частоты и в частотно-селектив-
ное замирание. Дается сжатое рассмотрение потерь пути распространения как
микросотового, так и макросотового размещения в различных странах во всем
мире. Кроме того, приводится доступное обобщенное описание измерений
разброса задержки, выполняемых как в помещении, так и на улице. В главе
содержится анализ зависимости частоты от явления модели частоты (т.е. поте-
ри на трассе, затенение и т.д.). Наконец, даются модели компьютерной ими-
тации для канала замирания вследствие многолучевого распространения в ка-
честве подспорья конструктору беспроводной системы при компьютерном
моделировании.
В главе 4 мы обращаем внимание на приемник, приводя различные мето-
ды демодуляции как для когерентного, так и для некогерентного детектиро-
вания. Это сравнение делается на основе вероятности битовой ошибки (BER);
в качестве двух выбранных образцовых схем модуляции были взяты схемы
II/4-DQPSK (дифференциальное четвертичное переключение со сдвигом фа-
зы) и GMSK (гауссова манипуляция с минимальным частотным сдвигом);
однако при условии небольшой модификации методы детектирования могут
использоваться для других схем модуляции. Делается попытка унификации
вероятности битовой ошибки для каждого из выбранных детекторов.
В главе 5 содержатся темы оптимизации эффективности. Во многих видах
применения результирующая эффективность системы на основе вышеуказан-
ного материала является недостаточной для того, чтобы обеспечить надежный
канал связи. Отсюда рассматриваются методы оптимизации эффективности,
позволяющие конструктору системы создать надежную систему связи. Приво-
дятся режимы одновременной работы (с чередованием адресов) и неодновре-
менной работы (без чередования адресов), чтобы подчеркнуть их способность
перенаправления очередей ошибок. Для сравнения блоковых кодов, сверточ-
ных кодов, кодов Рида—Соломона, турбокодов рассматриваются методы пря-
мого исправления ошибок (без повторной передачи), а также методы пункти-
рования. Предпринимается попытка сравнить их эффективность с каскадным
кодированием, для того чтобы подчеркнуть близость рабочей точки к пределу
Шеннона. Далее дается трактовка методов комбинирования пространственно-
го разнесения антенн, включая переключение, комбинирование максимально-
го коэффициента и оптимальное комбинирование. Делается сравнение вероят-
ности битовой ошибки всех методов, а также там, где необходимо, приводятся
теоретические уравнения. Наконец, рассматриваются два метода пространст-
венно-временного разнесения передатчика. Здесь в рассмотрение может быть
включен пример бюджета линии связи и использован в качестве демонстраци-
онного средства того, где оптимизации эффективности могут иметь значитель-
ное влияние на всю систему.
В главе 6 рассматриваются различные алгоритмы обработки цифровых сиг-
налов, как правило используемые в беспроводных цифровых системах связи.
Выравнивание приводится в качестве средства борьбы с межсимвольными по-
мехами канала частотно-избирательного замирания. Знакомство с LMS, RLS и
DMI дается в контексте обучения выравниванию и слежения. Сравнивается
эффективность пространственно-временного выравнивания в средах различ-
ных каналов. Используется инструмент собственного спектрального разло-
жения для того, чтобы подчеркнуть соотношение между оптимизацией эф-
фективности и собственными значениями. Приводится эквивалентность
алгоритма оценки последовательности максимальной вероятности и различ-
ных методов комбинирования антенн. По мере того как беспроводные систе-
мы эволюционируют в направлении мультиплексирования с ортогональным
делением частот, выполнение функций обработки сигнала в частотной облас-
ти может быть более реальным, чем выполнение этих функций в сфере време-
ни. Именно по этой причине автор знакомит читателя с выравниванием час-
тотной области. Также приводятся различные алгоритмы восстановления
тактовой синхронизации символов (и битов) и обсуждается ухудшение эффек-
тивности из-за ошибок синхронизации. Далее сравниваются различные мето-
ды оценки качества канала и приводятся сценарии их потенциального исполь-
зования. Наконец, даются несколько алгоритмов частотной коррекции и
рассматривается их эффективность.
В главе 7 приводится глубокий обзор стандарта широкополосного мно-
жественного доступа с кодовым разделением каналов CDMA (WCDMA), охва-
тывающего такие темы, как высокоскоростная пакетная передача в прямом
канале и высокоскоростная пакетная передача в обратном канале. Эта глава
знакомит с сетью UTRAN (сеть наземного радиодоступа), UE оборудование
пользователя) и физическим слоем. В обзоре DS-CDMA (множественный
доступ с кодовым разделением каналов и прямым расширением спектра) при-
водится в качестве примера североамериканской сотовой системы с расширен-
ным спектром. Рассматриваются методы генерации кода PN (псевдослучай-
ный код, такие как максимальная длина, код Голда, код Уолша, код Кассами
и т.д., а также статистические свойства. Приводится RAKE-приемник и ге-
нерализированные RAKE-операции, в частности такие, как оценка канала
и временное слежение. Обсуждается воздействие межчиповых помех на выход
RAKE-приемника, где приводится новое отклонение. Рассматриваются не-
сколько существенных функций обработки сигнала, необходимых в системах
расширенного спектра, в частности многолучевой поиск, комбинирование
RAKE-отводов, управление мощностью на основе соотношения сигнала к по-
мехам (т.е. разомкнутый, замкнутый внутренний и замкнутый внешний кон-
тур), декодирование комбинации транспортного формата и процедуры канала
доступа. Приводятся результаты моделирования эффективности линии связи
современных приемников, как это предусмотрено стандартом 3GPP.
В главе 8 приводится краткая трактовка методов компьютерной имита-
ции, которые находятся в распоряжении конструктора системы. По мере
эволюции систем и постоянного их усложнения выведение одного точного
поддающегося математической обработке уравнения, описывающего эффек-
тивность системы, является нелегкой задачей. Отсюда компьютерные имита-
ции (моделирование) получили мировое признание в качестве метода оценки
эффективности системы. Назначение данной главы — довести до сведения
конструктора существующие многочисленные методы компьютерного мо-
делирования. Глава открывается с хорошо известного метода Монте-Карло,
в котором не делаются допущения, касающиеся шумовой статистики,
но имеется условие продолжительного времени работы. Вводятся различные
методы для сокращения времени работы моделирования, в частности такие,
как отборка по значению, оптимизированная отборка по значению и экстра-
поляции хвостовой части. Наконец, приводится полуаналитический подход,
обеспечивающий преимущество, состоящее в кратчайшем времени работы
компьютерного моделирования.
В главе 9 приводится рассмотрение многочисленных тем, в частности таких,
как мультиплексирование с ортогональным делением частот (OFDM) и исполь-
зование его для долгосрочной эволюции третьего поколения (3G LTE) и мо-
бильного ТВ; рассмотрение доставки вещания по каналам вещания и многоад-
ресной доставки (MBMS — мультимедийное широковещание); обзор стандарта
DVB-H (европейский стандарт цифрового вещания) в целях рассмотрения
доставки мобильного ТВ на нестационарные терминалы. Также приводится
краткое сравнение конкурентных механизмов доставки (т.е. MediaFLO). По
мере того как сети и оборудование пользователя (UE) продолжают развиваться
в направлении системы на пакетной основе, необходимо решать определенные
касающиеся системы проблемы, вытекающие из этих методов. В главе дается
обзор функции непрерывной пакетной связности 3GPP (СРС) для решения во-
просов динамического поведения оборудования пользователя (UE). Делается
сравнение рассмотрения канонической архитектуры оборудования пользовате-
ля, а также называются узкие места по эффективности, для того чтобы обозна-
чить напряжения, возникающие внутри UE. Обсуждается эволюция HSPA (вы-
сокоскоростная пакетная передача данных), связанная с 64-QAM, 16-QAM —
квадратурная амплитудная модуляция, MIMO — многоканальный вход — мно-
гоканальный выход, VoIP — передача голоса/речи через Интернет и т.д., наряду
с возникающими в этой связи дополнительными требованиями.
И последнее, безусловно, по порядку, но не по значению, — приводятся
приложения, содержащие насколько возможно полно различные математиче-
ские уравнения, характеризующие вероятности битовой ошибки для методов
модуляции, рассматриваемых в книге. Назначение приложений — предоста-
вить читателю один источник справочной информации при рассмотрении иде-
альной эффективности.
В книге мною использовались как теоретические результаты, так и резуль-
таты компьютерного моделирования для объяснения соответствующих поня-
тий. Я надеюсь, что вы получите удовольствие от знакомства с материалом и
найдете эту книгу интересной.
Джозеф Боккуцци, Ph.D.
ВЫРАЖЕНИЕ ПРИЗНАТЕЛЬНОСТИ
Данная книга является результатом моего 20-летнего профессионального
опыта в области цифровой связи, когда мне довелось работать в таких выда-
ющихся компаниях, как «Итон Корп.», «Моторола Инк.», «Эй Ти энд Ти
Белл Лэбз», «Каденс Дезайн Системз», «Морфикс Текнолоджи», «Инфинеон
Текнололджиз» и «Бродком Корп.». Кроме того, материал на протяжении
многих лет эффективно использовался во время преподавания в «Бессер Ас-
соушиейтс», а также когда я был адъюнкт-профессором Политехнического
университета Нью-Йорка. Я получил великолепные отзывы во время этих за-
нятий, благодаря которым мне удалось улучшить содержание и подачу мате-
риала в этой книге.
В заключение я не могу не выразить свою признательность моему редакто-
ру Стиву Чапману из издательства «МакГро-Хилл» и Гите Раман, руководите-
лю проекта в «Ай Ти Си», которые предлагали поправки, давали советы, не
позволяли забыть об ответственности и обеспечили условия для выхода книги
в срок.
ОБ АВТОРЕ
Джозеф Боккуцци имеет степень Ph.D., главный научный сотрудник по раз-
работке систем «Бродком Корп.». Ранее работал архитектором и техническим
директором в «Инфинеон/Морфикс Текнолоджи», старшим техническим
менеджером в «Каденс Дизайн Системз», конструктором в «Мотороле» и ин-
женером в «Итон Корп.», был членом технического персонала в «Эй Ти энд
Ти Белл Лэбз». Доктор Боккуцци также преподает на курсах аспирантского
уровня по электротехнике, является автором многочисленных статей и работ
для IEEE и международных конференций; владеет более 15 внутренними
и международными патентами и выступал с публичными лекциями перед раз-
личными организациями во всем мире.
ГЛАВА 1
ТЕМАТИКА БЕСПРОВОДНОЙ СВЯЗИ
1.1. Введение
Беспроводная связь позволила создать самые разнообразные сервисы, начиная
с голосовой связи, передачи данных, а теперь и мультимедийные сервисы.
В настоящее время мы вступаем в невиданную ранее эпоху, когда сотовые
телефоны, ноутбуки, камеры, карманные переносные компьютеры (PDA) и
телевизоры потенциально реализуются в одном потребительском электронном
устройстве.
С момента зарождения сотовой связи мы приучили себя наслаждаться сво-
бодой, которую предоставляет нам мобильность. Сотовой системой первого по-
коления была AMPS — аналоговая мобильная телефонная система. В ней ис-
пользовалась традиционная схема частотной модуляции (FM), обеспечивающая
связь между пользователями голосовой связи. Речь пользователя непосредст-
венно преобразовывалась модулятором FM для передачи по беспроводной сре-
де. Эта система характеризовалась проблемами качества передачи голоса, в осо-
бенности на границе соты, и низкой абонентской емкостью [1—3].
И вот наступила эпоха цифровой связи! В сотовых системах второго поко-
ления (2G) использовались схемы цифровой модуляции, а именно: дифферен-
циальная 4-кратная фазовая манипуляция со смещением р/4 (р/4-DQPSK) и
минимальная манипуляция с гауссовской фильтрацией (GMSK). Речь оциф-
ровывалась, защищалась от ошибок и передавалась в конкретное время, с час-
тотой или областью кода. Эти достижения способствовали улучшению качест-
ва передачи голоса и абонентской емкости. Системами второго поколения
являются: североамериканская система TDMA (IS-136) (множественный до-
ступ с временным разделением каналов), групповая специальная мобильная
система (GSM), североамериканская система с расширенным спектром (IS-95)
и японская цифровая сотовая система (JDC). Это, безусловно, не полный пе-
речень, при этом GSM фактически является глобальным стандартом, иначе
говоря, более широко используемой системой во всем мире.
Сотовые системы второго поколения имели не только низкую абонент-
скую емкость, но и низкие скорости передачи данных абонента, поскольку
уже в то время создавались такие виды применения, в которых требовались
действительно более высокие скорости передачи данных, для того чтобы в
полной мере использовать преимущества этих систем. Благодаря достижениям
в обработке сигналов и прорывам в технологии, используемой в устройствах
связи, срок службы систем второго поколения (2G) был продлен за счет того,
что широко стало называться системами второго с половиной поколения
(2,5G). В этот момент GSM превратился в общую службу пакетной радиопере-
дачи (GPRS) и увеличенные скорости данных для глобальной эволюции
(EDGE), но все еще продолжает свою эволюцию. Аналогичным образом IS-95
превратился в CDMA2000 и также продолжает эволюционировать.
В этот период был проведен ряд исследований, для того чтобы сравнить
множественный доступ с временным разделением каналов (TDMA) и множе-
ственный допуск с кодовым разделением каналов (CDMA) для сотовой систе-
мы следующего поколения. По причинам, которые станут понятными в после-
дующих разделах, CDMA заняли преобладающую позицию, и в настоящее
время у нас имеются системы третьего поколения (3G), основанные на широ-
кополосном CDMA (WCDMA). WCDMA продолжает увеличивать абонент-
скую емкость и скорости передачи данных абонента, таким образом шире от-
крывая двери для беспроводных видов применения в области переключателя
каналов и пакетов.
По мере нашего движения вперед и глобального признания систем
WCDMA/CDMA2000 мы продолжаем стремиться к системе четвертого поко-
ления (4G), которая должна не только и далее увеличить скорости передачи
данных и абонентскую емкость, но и поддерживать различные смешанные
сервисы. Эти изменения будут обеспечиваться оптимизацией самой сети.
Однако история повторятся, и мы становимся свидетелями эволюции
в форме вариантов систем 3G. Эти варианты, например, обращены на сервисы
интернет-протокола наряду с увеличением скорости передачи данных абонен-
та для поддержания таких видов применения. В частности, мы имеем в виду
развитие WCDMA в HSDPA/HSUPA (высокоскоростная пакетная передача
в прямом канале/высокоскоростная пакетная передача в обратном канале),
а также долговременный процесс эволюционного развития систем связи (LTE),
и развитие CDMA2000 в системе 1хEVDO/DV (эволюционные оптимизирован-
ные системы данных/системы данных и голоса).
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи
В данном разделе приводится обзор различных стандартов беспроводной свя-
зи. Наша цель состоит в том, чтобы представить несколько стандартов бес-
проводной связи, охватывающих весь спектр возможностей сервиса. С одной
стороны спектра у нас имеется персональная сеть (PAN), в которой разме-
щаются пользователи с низкой мобильностью, работающие в малой зоне ох-
вата. Затем мы обсудим локальную сеть (LAN) и продолжим рассмотрение
широкой сети (WAN), находящейся на противоположном конце диапазона,
в которой размещаются высокомобильные пользователи, работающие в боль-
ших зонах охвата.
По мере знакомства с содержанием нашей книге вы узнаете, почему
были приняты определенные решения, касающиеся конструкции систем, по
конкретным стандартам беспроводной связи. Нашей целью также является
представить сотовые системы 2G, а также соответствующие им сотовые сис-
темы 3G. Эти обзоры послужат справочником, а также приводятся для срав-
нения, поскольку позднее мы будем рассматривать пути эволюции этих стан-
дартов.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 15
Поскольку сотовые стандарты в классическом виде всегда были посвяще-
ны голосовой связи, мы бы хотели представить структурную диаграмму пере-
датчика для такого вида применения (см. рис. 1.1).
1.2.1. Североамериканский множественный доступ
с разделением каналов IS-136 TDMA
В данном подразделе мы опишем физический слой для североамериканской
цифровой сотовой системы (NADC) TDMA [4]. В этой системе используется
дуплексная передача с частотным интервалом (FDD) для связи по обратному
и прямому каналам. Ниже мы приводим некоторые особенности высокого
уровня этой цифровой сотовой системы.
Скорость передачи в битах — 48,6 Кбайт/с (общая скорость передачи канала).
Модуляция — дифференциальная 4-кратная фазовая манипуляция со сме-
щением р/4 (р/4-DQPSK) с фильтрацией SRC со спадом б = 0,35.
VSELP (возбужденный линейный прогноз векторной суммы) —
7,95 Кбайт/с.
Голосовое кодирование — 3 пользователя на канал 30 кГц для полной ско-
рости, 6 пользователей на канал 30 кГц для половины скорости.
Начало МАНО — метод автоматического переключения абонента с одной
БС на другую, при котором его мобильная станция выполняет измерение
уровня сигнала и передает эти данные (результаты измерения) на базовую
станцию.
Длина кадра TDMA равна 40 мс.
Упреждающее исправление ошибок (FEC) по голосу.
Передача служебных сигналов в основной полосе (FACCH — высокоско-
ростной совмещенный канал управления).
Метод сигнализации, использующий частоты за пределами основного ка-
нала или протокола (SACCH — низкоскоростной совмещенный канал управ-
ления).
Соотношение временного сегмента между прямым и обратным каналом
приводится на рис. 1.2, но прежде всего необходимо понять, что прямой канал
может непрерывно передаваться, в то время как обратный канал может пере-
Рис. 1.1. Типичная функциональная структурная схема передатчика
Генерация
кадров
Передача
радиочастоты
Пакет/кадр Модулятор
Чередование
битов
Кодирование
каналов
Кодирование
Речевой
кодер
даваться только пакетами. Пользователи будут совместно разделять ширину
частотной полосы канала посредством временного уплотнения каналов на
структуру кадра. Пользователь, как правило, будет передавать дважды (пару
временных сегментов) на кадр 40 мс; например, биты данных пользователя
могли передавать сегментами 1 и 4, или сегментами 2 и 5, или сегментами 3
и 6. Этот режим работы называется полной скоростью. Режим половины ско-
рости достигается, когда пользователи занимают один временной сегмент в те-
чение кадра 40 мс.
Мы воспользуемся этим стандартом для объяснения некоторых важных на-
блюдений, которые были сделаны в эволюции AMPS в цифровые системы [5].
На рис. 1.3 мы строим график качества голоса как функции отношения «несу-
щая—помехи» (C/I). Существует несколько способов, с помощью которых
этот рисунок может быть рассмотрен; мы рассмотрим один. Можно рассмотреть
ось Х следующим образом: по мере того как мы приближаемся к обслуживаю-
щей базовой станции, С/I увеличивается. Если продолжать действовать таким
же образом, а затем уйти от базовый станции, то получится меньшее отношение
С/I, в частности такое, как на границе соты. Метод, используемый для числово-
го выражения качества голоса, заключается в том, чтобы предоставить слушате-
лям различные образцы записей голоса при различных условиях канала, а затем
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 17
Передача
базовой
станции
45 символов
117 символов
Прием
базовой
станции
Рис. 1.2. Временное соотношение обратного и прямого канала NADC
1 кадр = 40 мс
Частотная модуляция
Качество аналоговая
голоса цифровая
Отношение «несущая—помехи» (дБ)
Рис. 1.3. Качество голоса
оценить качество голоса по шкале от 1 до 5. Это широко известно под названи-
ем «средняя экспертная оценка качества речи» (MOS1) для конкретного речево-
го кодера.
Когда мы приближаемся к базовой станции, аналоговая система воспроиз-
водит несколько лучшее качество голоса, поскольку цифровой речевой кодер
является компрессионным алгоритмом, вызывающим большие потери. Однако
по мере того, как мы будем удаляться от узла сотовой связи, эффективность
работы цифровой системы станет лучше, так как характеристики системы
(т.е. исправление ошибок, чередование) способны компенсировать ошибки за-
мирания вследствие многолучевого распространения. Наконец, по мере пере-
мещения к краю соты, в зависимости от планировки системы, у цифровой си-
стемы появляется более острый спад, чем у аналоговой системы. Причиной
этого является то, что используемый метод исправления ошибок начинает от-
казывать. Иными словами, количество присутствующих ошибок превышает
способность кода исправлять ошибки.
Структуры временного сегмента как для обратного, так и для прямого ка-
нала приведены на рис. 1.4. Каждый временной сегмент содержит 324 бит, что
эквивалентно 6,66 мс временной продолжительности. Битовые поля в структу-
рах временного сегмента определяются следующим образом.
Защита — 6 бит выделяется защитному интервалу для того, чтобы пред-
отвратить наложение пакетов временного сегмента, передаваемых по обратно-
му каналу.
Скат — 6 бит выделяется полю ската, чтобы дать возможность мобильному
передатчику постепенно достичь своего желаемого уровня мощности при со-
блюдении требований маскировки излучения.
Синхронизация — 28 бит выделяется полю синхронизации, чтобы дать воз-
можность мобильной и базовой станциям получить синхронизацию битово-
го сегмента дополнительно к разнообразным функциям обработки сигнала, в
частности таких, как оценка канала, тренинг компенсатора, оценка смещения
частоты и т.д.
18 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Прием базовой станции
Рис. 1.4. Структура временного сегмента: SACCH — низкоскоростной совме-
щенный канал управления; CDVCC — цветовой код кодированной
цифровой проверки
Передача базовой станции
Синхро-
низация
28
SACCH
12
Данные
130
CDVCC
12
Данные
130
Резерв
12
Защита
6
Скат
6
Данные
16
Синхро-
низация
28
Данные
122
SACCH
12
CDVCC
12
Данные
122
1Голосование MOS — это 5-балльный рейтинг, где 5 — отлично, 4 — хорошо, 3 — по-
средственно, 2 — плохо, 1 — неприемлемо.
CDVCC (цветовой код кодированной цифровой проверки) — 12 кодирован-
ных бит выделены для того, чтобы способствовать надежному управлению между
мобильной и базовой станцией. Некодированные биты (DVCC) снова передаются
обратно на базовую станцию для того, чтобы содействовать базовой станции в от-
делении канала желаемого трафика от сигнала совмещенного канала.
Резерв — 12 бит было выделено в качестве резерва для будущего использо-
вания. Тем временем вместо них были переданы одни нули.
SACCH (низкоскоростной совмещенный канал управления) — 12 бит было
выделено для низкоскоростного совмещенного канала управления.
Используемая схема модуляции —
это дифференциальная квадратурная
фазовая манипуляция со смещением
р/4 (р/4-DQPSK) с сигнальной диа-
граммой созвездия, показанной на
рис. 1.5, где мы специально изобрази-
ли состояния осей в виде окружностей,
а неосевые состояния — в виде квадра-
тов; причина этого станет понятной
в следующей главе, где мы обсуждаем
теорию модуляции [6, 7].
Такой тип дифференциального ко-
дирования позволяет предусмотреть
четыре смены фазы на один временной
интервал символа. Четыре возможные
траектории фазы, показанные ниже,
будут управляться посредством следую-
щего правила дифференциального ко-
дирования, представленного в виде таблицы состояния фаз (см. табл. 1.1).
Поток входных битов преобразуется в символы или двухбитовые пары с по-
мощью правила отображения в таблице состояния фазы.
Таблица 1.1. Таблица состояния фаз р/4-DQPSK
Двухбитовая пара Изменение фазы (Дц)
0-0 +р/4
1-0 р/
4
0-1 +3р/4
1-1 3р/
4
1.2.2. Формат GSM
В данном подразделе мы представим подробности о физическом слое GSM
системы TDMA европейского происхождения, которая была адаптирована
практически во всем мире. В этой системе используется FDD (дуплексная
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 19
Q-канал
I-канал
Рис. 1.5. Схема сигнального созвездия
4-кратной фазовой манипуляции со
смещением /4-DQPSK с квадратурной
диаграммой сигнала
передача с частотным интервалом) для связи по обратному и прямому кана-
лу [8—11].
Структуры временного сегмента как для обратного, так и прямого канала
приводятся на рис. 1.6. На каждый радиокадр приходится в общей сложно-
сти 8 временных сегментов. Совокупная скорость передачи данных состав-
ляет 270,8 кбит/с, а скорость передачи данных на одного пользователя —
33,85 кбит/с. Кадры обратного и прямого каналов имеют смещение, равное
3 временным сегментам.
Используемая схема модуляции — это GMSK (гауссова манипуляция с ми-
нимальным частотным сдвигом) с квадратурной диаграммой сигнала, показан-
ной на рис. 1.7. Некоторые достоинства данной схемы модуляции — это по-
стоянная огибающая, спектральная эффективность и отличная вероятность
битовой ошибки. Мы обсудим эти и другие свойства в следующей главе.
Характеристика гауссова фильтра предварительной модуляции приведена
ниже:
h t
t
T
T
( )
exp
2
2 2 2
2
(1.1)
при следующей заданной переменной:
ln(2)
2 BT
. (1.2)
20 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Рис. 1.6. Структура временного сегмента
Кадр = 4,615 мс
Состояние фазы
Ось I
Рис. 1.7. Квадратурная диаграмма сигнала MSK (манипуляция с минимальным
фазовым сдвигом)
Ось Q
Вспомним, что Т — это время бита (3,69 м с. = 1/270,833 кбит/с), а В — это
ширина полосы 3 дБ фильтра h(t). Это обычно задается вместе с интервалом
времени бита и выражается как ВТ = 0,3.
Поддерживаемые скорости передачи данных пользователя для режима пол-
ной скорости — 13,0 и 12,2 кбит/с и 5,6 кбит/с для половинной скорости. Мы
приводим некоторые параметры конструкции системы GSM в табл. 1.2. Упро-
щенная архитектура GSM приведена на рис. 1.8. Ручные устройства, называе-
мые мобильными станциями (MS), поддерживают связь с приемо-передатчи-
ком базовой станции (BTS). BTS выполняет функции модуляции/демодуляции
(модем), обеспечивает сигналы синхронизации (время и частота), выполняет
скачкообразную смену частоты и осуществляет измерения.
Таблица 1.2. Обзор некоторых параметров системы GSM
Параметры системы Значения
Широкая полоса канала 200 кГц
Схема модуляции GMSK
Скорость передачи данных в канале 270,833 кбит/с
Фильтр низких частот Гауссов ВТ = 0,3
Помехоустойчивое кодирование Сверточное кодирование
Максимальная физическая скорость передачи данных 13 кбит/с
Длина голосового кадра 4,615 мс
Глубина чередования 40 мс
Количество пользователей на канал 8
Спектральная эффективность 1,35 бит/с/Гц
Демодулированные сигналы пользователя поддерживают связь с контрол-
лером базовой станции (BSC). BSC отвечает за закрепление частотных кана-
лов, временные сегменты и управляет скачкообразной сменой частоты [12].
Рис. 1.8. Упрощенная структурная схема архитектуры GSM
Мобильный
коммута-
ционный
центр
Обратите внимание на то, что BSC может поддерживать несколько BTS, по-
зволяя осуществлять передачу обслуживания.
Далее мы представим обзор логических и физических каналов. Логические
каналы сгруппированы либо в каналы трафика (ТСН), либо в каналы управ-
ления (ССН). В ТСН будут находится образцы либо речевой информации,
либо информации данных в обратном и прямом каналах. ССН будут переда-
вать информацию управления либо в образцы сигнализации, либо в образцы
синхронизации. Мы приводим графическое изображение на рис. 1.9.
Вещательные ССН (ВССН) используются для следующих целей:
• только прямой канал;
• информация вещательной системы на мобильную станцию (такую как
последовательность скачкообразной смены частоты и каналы радиочас-
тоты (RF));
• конфигурация ССН;
• всегда передаются (скачкообразная смена частоты не производится);
• передают FCCH и SCH для коррекции частоты и информации синхро-
низации кадров.
Общие ССН (СССН) используются для следующих целей:
• обратный канал и прямой канал;
• информация управления доступом MS (мобильной станции);
• передают РСН (пейджинговый канал), используемый для пейджинга MS
(мобильной станции);
• передают AGCH (канал предоставления доступа), используемый для вы-
деления SDCCH (отдельно стоящего выделенного канала управления)
или TCH (канала трафика) MS (мобильной станции);
• принимают RACH (канал произвольного доступа), используемый для за-
проса доступа; могут быть ответом на пейджинговый вызов или запрос
происхождения вызова. Это основывается на сегментном протоколе
ALOHA.
Выделенные ССН (DCCH) используются следующим образом:
• используются как для обратного, так и для прямого канала;
• передают/принимают SDCCH для сигнализации системы и установле-
ния вызова;
• передают/принимают SACCH для сообщения изменения и сотовой ин-
формации;
Канал трафика (ТСН):
— полная скорость;
— половинная скорость
Канал управления (ССН):
— вещательный канал управления (ВССН);
— общий канал управления (СССН);
— выделенный канал управления (DCCH)
Рис. 1.9. Позиционирование логического канала
Логические каналы
• передают/принимают FACCH для информации обмена для скоростей
выше SACCH. Речь 20 мс стирается, и FACCH вставляется в кадр.
Для того чтобы определить структуры временного сегмента, мы предста-
вим структуры временного сегмента нормального пакета и пакета синхрониза-
ции (см. рис. 1.10).
Нормальный временной сегмент. Настроечная (обучающая) последователь-
ность — это известный 26-битовый образец, который может использоваться по
разным причинам обработки сигналов, например тренинг (обучение) компен-
сатора и восстановление синхронизации. Период защиты равен 156,25 148
=
= 8,25 бита или 4,125 бита с той и с другой стороны пакета и представляет со-
бой пустое пространство. Он вставляется для того, чтобы избежать наложения
друг на друга между смежными временными сегментами в силу того, что мо-
бильные станции (MS) географически расположены в разных частях соты. Бу-
дет иметь место сценарий, при котором две мобильные станции используют
смежные временные сегменты и одна станция находится рядом с BTS, а дру-
гая находится далеко. В силу временных различий распространения времен-
ные сегменты будут накладываться друг на друга в отсутствие битов защиты.
Общее время защиты по длительности составляет 30,46 мс. Хвостовые биты
всегда передаются со значением 0. Наконец, имеется два флага пропуска ин-
формации (SF), ассоциируемые с каждым на чередуемых битах данных.
Временной сегмент синхронизации. Этот пакет используется для содействия
временной синхронизации на мобильной станции; используется 64-битовая
последовательность. Структурная схема этого временного сегмента показана
на рис. 1.11. Передаются номер кадра TDMA и идентификационный код BTS
(BSIC). Хвостовые биты и биты защиты одни и те же. Обучающая последова-
тельность по длительности продлевается до 64 бит.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 23
Временной сегмент = 0,577 мс = 156,25 бит
Рис. 1.10. Структура нормального временного сегмента
Кадр = 4,615 мс
Хвостовые
биты
3
Хвостовые
биты
3
Данные
57
Данные
57
Тренинг
(обучение)
26
Флаг
пропуска
инфор-
мации 1
Флаг
пропуска
инфор-
мации 1
1 2 3 4 5 6 7 8
Развитие стандарта GSM с увеличенной скоростью передачи данных
(EDGE). Первоначальное назначение GSM заключалось в том, чтобы поддер-
живать сервисы на базе CS (выключатель цепи). Сервисы на базе PS (пере-
ключение пакетов) будут лучше обрабатываться в более развитом варианте
GSM, в частности в GPRS (общая служба пакетной радиопередачи) [13] и
EDGE [14—16]. Преимущества представляют собой увеличенную абонентскую
емкость, эффективное использование радиоресурсов, более высокую пропуск-
ную способность и т.д. Среди многочисленных сценариев использования —
сервисы на мультимедийной основе и доступ к Интернету. Очевидно, что все
эти целевые улучшения должны иметь возможность сосуществовать с тради-
ционной голосовой сетью/сервисом.
В силу пакетной природы сервисов PS (пакетного переключения) сущест-
венное значение имеет система, которая может динамически выделять ресур-
сы (т.е. временные сегменты) в зависимости от требований пользователя. Эта
концепция называется шириной полосы по требованию. GPRS сохраняет схе-
му модуляции в виде GMSK (гауссовская манипуляция с минимальным час-
тотным сдвигом), но добавляет дополнительные методы кодирования для раз-
личных потребностей входов. В EDGE внедряется система модуляции 8-PSK
(фазовая манипуляция, кодирование со сдвигом фазы), а также дополнитель-
ные методы кодирования для различных потребностей в пропускной способ-
ности. Скорость канала в символах и структуры временного сегмента остаются
без изменений на физическом уровне.
Рассмотрим систему EDGE. С учетом наших задач мы сосредоточим свое
внимание на имеющихся схемах кодирования и схемах модуляции. В табл. 1.3
показано девять схем кодирования.
Из вышеуказанной таблицы мы можем видеть, что теоретическая макси-
мальная скорость данных составляет 59,2 кбит/с, помножить на 8 временных
сегментов = 473,6 кбит/с с использованием 8-PSK. Эти схемы позволяют
сети и мобильной станции (MS) компромиссно устанавливать скорость дан-
24 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Временной сегмент = 0,577 мс = 156,25 бит
Рис. 1.11. Структура временного сегмента синхронизации
Кадр = 4,615 мс
Хвостовые
биты
3
Данные
39
Данные
39
Продление тренинга
(обучения)
64
Хвостовые
биты
3
1 2 3 4 5 6 7 8
ных в зависимости от условий канала. Изменение скорости данных происхо-
дит путем изменения схемы модуляции и количества паритетных бит, встав-
ленных (кодовая скорость) в передаваемом потоке битов. Они фиксируются
в значениях схемы модуляции и кодирования (MCS) в вышеуказанной таб-
лице.
Как говорилось выше, в GSM и GPRS используется та же самая схема мо-
дуляции, которая является GMSK. Схема модуляции EDGE — это 8-PSK, где
3 бита группируются вместе и образуют символ. Комплекснозначный символ
выражается следующим образом:
s k ( ) exp(j 2 d(k))
8
. (1.3)
Отображение битов в отношении символов регулируется правилом кодиро-
вания Грея, которое показано в квадратурной диаграмме сигнала на рис. 1.12.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 25
Таблица 1.3. Параметры кодирования для EDGE
Схема Кодовая скорость Модуляция
Скорость данных на временной
сегмент (кбит/с)
MCS-9 1 8-PSK 59,2
MCS-8 0,92 8-PSK 54,4
MCS-7 0,76 8-PSK 44,8
MCS-6 0,49 8-PSK 29,6
MCS-5 0,37 8-PSK 22,4
MCS-4 1 GMSK 17,6
MCS-3 0,85 GMSK 14,8
MCS-2 0,66 GMSK 11,2
MCS-1 0,53 GMSK 8,8
Ось I
Рис. 1.12. Отображение квадратурной диаграммы сигнала EDGE для 8-PSK
Ось Q
До выполнения операции формирования импульса символы поворачива-
ются на 3р/8 радианов каждое время символа. Формирование импульса для
EDGE основывается на линеаризованном импульсе GMSK и описываются
следующим образом:
h t
S t iT t T
i ( )
( ),
,
0 5
0
0
3
инаїе
(1.4)
S t
g x dx t T
g x dx
t
t
( )
sin ( ) ,
sin ( )
0
0
4
0 4
2
T
T t T
,
,
4 8
0 инаїе
(1.5)
g t
T
Q BT
t T
T
Q BT
t T
( )
/
ln( )
/
1
2
2
5 2
2
2
3 2
T ln(2)
(1.6)
Q t e dx
x
t
( )
1
2
2
2
. (1.7)
Метод, используемый при передаче PS, называется инкрементальной (воз-
растающей) избыточностью (IR). Этот метод оценивает качество канала и вы-
бирает стратегическую комбинацию MCS (схему модуляции и кодирования)
для того, чтобы максимально использовать битовую скорость пользователя.
При IR пакет вначале передается с небольшими служебными сигналами коди-
рования, для того чтобы создать высокую битовую скорость, если декодирова-
ние будет успешным. Если декодирование пакета оказывается неудачным, до-
полнительное кодирование (или избыточность) передается до тех пор, пока
пакет не будет успешно принят или не произойдет блокировка по превыше-
нию времени (тайм-аут). Очевидно, что чем больше повторной передачи и ко-
дирования выполняется, тем ниже битовая скорость пользователя и выше об-
щая задержка системы. Различные кодовые скорости обеспечиваются путем
пробивания различных битов каждый раз, когда происходит повторная пере-
дача пакета.
Некоторые технические препятствия, которые требуется преодолеть при
развертывании EDGE (и GPRS), заключаются в следующем.
1. Линейные усилители мощности (PAs): терминалы GSM характеризуются
схемой модуляции квазиконстантной образующей, которая со временем
позволяет нам сконструировать передатчик с нелинейными РАs. При
8-PSK схемы модуляции стали линейными, увеличив соотношения пи-
кового к среднему значению схемы модуляции, вынудив нас использо-
вать более линейные и неэффективные РАs.
26 Глава 1. Тематика беспроводной связи
2. Модернизация сети: сеть теперь должна быть модернизирована не толь-
ко для того, чтобы учесть увеличение пропускной способности, но так-
же для того, чтобы обеспечить улучшение качества сервиса (QoS) для
общей эксплуатации. Обслуживающий поддерживающий узел GPRS
(SGSN) и поддерживающий узел шлюза (GGSN) могут теперь обрабаты-
вать CS/PS.
3. Модернизации BTS/BSC: BTS потребует модернизации для поддержки
дополнительных MCS. Может потребоваться уменьшить размер соты
в конструкции системы в силу воздействия помех, схемы модуляции
и скорости средства на бюджет канала. При движении в направлении
сферы PS потребуется уделять больше внимания буферированию, ла-
тентности (времени запаздывания) и планированию графика. Совокуп-
ная пропускная способность соты будет зависеть от типа и качества
используемого алгоритма планирования графика.
4. Компенсатор: широко используемым методом ослабления и борьбы
с частотно-избирательным замиранием (FSF) является применение ком-
пенсатора. Компенсатор может принимать форму блока коррекции
с адаптивной решающей обратной связью (DFE) или последователь-
ной оценки максимальной вероятности (MLSE). MLSE поддерживает
матрицу или конечный автомат, которые зависят не только от средней
задержки, но также от числа уровней модуляции. Переход от GMSK
к 8-PSK резко увеличивает сложность реализации и вычислений.
5. Планирование соты: обеспечить охват с достаточным соотношением не-
сущей к помехам, для того чтобы использовать имеющиеся битовые ско-
рости. Схемы модуляции более высокого порядка будут более эффектив-
ными ближе к передатчику BTS, чем на границе соты, в силу их более
высоких требований по соотношению сигнала и шума (SNR).
6. Сложность терминала: необходимость поддерживать GSM голос + GPRS +
+ EDGE в мобильной станции (MS) потребует конструкции разумного
разделения аппаратного обеспечения/программного обеспечения (HW/
SW) для обработки более высоких скоростей данных и многосегментных
операций. Наконец, теперь, когда имеются сервисы PS, мобильная стан-
ция (MS) должна иметь виды применения, в которых используются по-
вышенные скорости передачи данных. Типичная связь между BTS и MS
является асимметричной по характеру, что означает, что прямой канал
(DL) имеет более высокую скорость данных, чем обратный канал (UL).
При упоминании пропускной способности мы также должны обращать-
ся к памяти IR, которая требуется для запоминания последующей пере-
дачи до тех пор, пока не будет получено правильное информационное
наполнение/пакет.
1.2.3. IS-95/CDMA2000
В данном подразделе мы представим подробности физического слоя развития
Североамериканской системы с расширенным спектром IS-95 CDMA. В этой
системе для связи по обратному и прямому каналу используется FDD (дуплекс-
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 27
ная связь с частотным интервалом каналов). Вначале дадим описание IS-95,
а затем обратимся к сотовой системе CDMA2000 [17].
Технические детали высокого уровня системы IS-95 CDMA следующие:
• разнос (интервал между каналами) каналов 1,5 МГц;
• базовые станции, которые синхронизируются по времени с помощью
глобальной системы позиционирования (GPS);
• общий пилотный канал для когерентного детектирования (кодовая муль-
типлексация);
• скорость передачи элементов сигнала = 1,2288 млн соед./с;
• схема модуляции = QPSK/OQPSK (квадратурная фазовая модуляция /
квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом);
• длительность кадра 20 мс;
• речевое кодирование с переменной скоростью (9600, 4800, 2400 и
1200 бит/с).
Типичная система IS-95 обычно имеет до 7 пейджинговых каналов,
55 ТСН (канал трафика, канал информационного обмена), канал синхро-
низации и пилотный канал. Сумма всех каналов не может превосходить 64
в силу длины каналообразующих кодов Уолша. Пример операций прямого
канала показан на рис. 1.13 (даны пилотный канал и канал трафика).
Пилотный канал состоит из потока нулей, который затем канализируется
посредством кода Уолша (W0); впоследствии этот канализированный сигнал
становится квадратурой, расширенной последовательностями PN-канала I
и Q. Последовательности PN (псевдошумовые последовательности) канала I
и Q — это последовательности максимальной длины 15-го порядка. Как гово-
I-канал псевдошумовой
Пилотный канал
Q-канал псевдошумовой
I-канал псевдошумовой
Канал трафика Управление
мощностью (1,2288 Mcps)
(19,2 кбит/с)
Q-канал псевдошумовой
Рис. 1.13. Генерирование пилотного канала и канала трафика следующего
звена: Mcps — млн соед./с
Упреждающая
коррекция
ошибок (1/2)
Кодирование
и повторение
Чередование
Длин-
ный
код
Мульти-
плексор
рилось выше, базовые станции синхронизируются по времени через GPS (гло-
бальная система определения местоположения); поэтому смещение фазы син-
хронизации между базовыми станциями позволяет мобильной различать
базовые станции. Каждая базовая станция имеет смещение, которое является
кратной величиной 64 чипов PN относительно другого. Эта расширенная
псевдошумовая последовательность PN повторяется 75 раз каждые 2 с. На
практике этот временной сдвиг или смещение выполняется с помощью маски
псевдослучайного кода (кода PN). Данная функция будет рассмотрена позд-
нее, в главе, посвященной расширенному спектру. Достаточно сказать, что
при наличии данного подхода с использованием маски выходная псевдошумо-
вая последовательность применяется к другому набору комбинаторной логики
(т.е. маски) для создания желаемого смещения в псевдошумовой последова-
тельности.
Также изображен 1 канал трафика из 55 ТСН, скорость передачи данных
которого может колебаться в зависимости от голосовой активности от 1200 до
9600 бит/с. Независимо от голосовой активности генерируемый кодированный
поток битов составляет 19,2 кбит/с. ТСН скремблируется (шифруется) для
обеспечения конфиденциальности разговоров путем использования версии
с выбранным каждым десятым элементом длинной последовательности кодов
PN порядка 42. В прямом канале используется скорость R = 1/2 сверточного
кода. Для упрощения механизма контроля мощностью также показан мульти-
плексированный субканал управления мощностью 800 бит/с. Базовая станция
измерит мощность принятого сигнала и сравнит это значение с желаемой ве-
личиной. На основе этого сравнения мобильная станция получает указание
либо уменьшить, либо увеличить свою мощность передачи. На прямом канале
каждый пользователь выделяется из последовательности кода канализации
Уолша.
Хотя он здесь и не показан, но пейджинговый канал генерируется таким
же образом, как и ТСН, за исключением того, что ни один субканал управле-
ния мощностью в сигнал не мультиплексируется (не объединяется). Как ука-
зывается в названии канала, этот канал используется для того, чтобы сооб-
щить мобильной станции о входящих вызовах или другую информацию.
Наконец, канал синхронизации — это постоянный поток 1,2 кбит/с, который
последовательно канализируется посредством кода Уолша W32. Канал синхро-
низации предоставляет информацию, используемую мобильной станцией для
получения синхронизации системы. Как только синхронизация будет установ-
лена, мобильная станция при необходимости может вести передачу по обрат-
ному каналу доступа.
Все активные прямые каналы суммируются и дают один сигнал основной
полосы частот I и Q. Эти сигналы основной полосы частот затем фильтруются
и передаются на линейный передатчик. В каждом канале используется моду-
ляция QPSK (квадратурная фазовая модуляция), и никаких попыток не пред-
принималось для уменьшения проходов через начальную точку отсчета,
поскольку как только соответствующие каналы будут суммированы, резуль-
тирующий сигнал будет характеризоваться большим колебанием огибающей
(т.е. величины пика к средней величине) по мере увеличения числа пользова-
телей (абонентов) в соте.
Скорости передачи данных классифицируются на два набора скоростей
(RS). RS1 имеет максимальную скорость битов 9,6 кбит/с, в то время как RS2
имеет скорость 14,4 кбит/с.
Оба набора скоростей RS также допускают передачу данных с переменной
скоростью.
Далее рассматриваются каналы обратной связи (RL). Здесь мобильная
станция может передавать либо канал доступа, либо TCH. Канал доступа ис-
пользуется для инициализации или ответа на вызов либо от пейджингового,
либо от другого сообщения. ТСН используется для передачи данных пользова-
теля посредством скорости R = 1/3 сверточного кода. В обратном канале также
используется 64-нулеарная ортогональная модуляция (см. рис. 1.14). На обрат-
ном канале каждый пользователь различается конкретным временным смеще-
нием в длинной псевдошумовой последовательности 42-го порядка.
Этот расширенный сигнал входит в псевдошумовую последовательность I
и Q для квадратурного расширения, где смещения фазы или времени установ-
лены на нуль для каждого пользователя. Сигнал с квадратурным расширением
затем входит в схему модуляции OQPSK. Для выполнения этой задачи канал
Q задерживается чипами Tc/2 перед входом в импульсоформирующий фильтр
и квадратурный модулятор. Это было выбрано для того, чтобы избежать ком-
бинационной начальной точки отсчета и использовать более нелинейные
эффективные усилители мощности. Дополнительный блок, вставленный в об-
ратный канал, — это генератор случайных пакетов данных. Здесь для сокраще-
ния помех в обратном канале для соты повторяющиеся биты не передаются.
После кодирования скорость данных задается 28,8 взятий отсчетов в секунду
(ksps), а для низких скоростей данных вокодера эта кодированная скорость до-
стигается посредством повторения. Отсюда данные повторяемые биты не пе-
редаются посредством псевдослучайного выбора.
Поскольку это система CDMA (кодовое разделение каналов с многостан-
ционным доступом), каждый пользователь может непрерывно передавать в
той же самой частотной полосе, и система как таковая будет характеризовать-
ся ограниченностью помех. Механизм, широко используемый для улучшения
абонентской емкости, а также эффективности системы (т.е. проблема близко-
го — дальнего расстояния, замирание вследствие многолучевого распростра-
нения), называется управлением мощности. Здесь 20-мс кадр разделен на
30 Глава 1. Тематика беспроводной связи
I-канал
Идентификатор псевдошумовой
пользователя
(4,8 кбит/с)
(28,8 кбит/с) (1,2288 млн соед./с)
Q-канал псевдошумовой
Рис. 1.14. Канал трафика передачи по обратному каналу
Упреждаю-
щая коррек-
ция ошибок
(1/3). Коди-
рование и
повторение
Чередо-
вание
Модуляция
Уолша
Генератор
случайных па-
кетов данных
Длин-
ный
код
16 временных сегментов, именуемых группами управления мощностью (PCG),
каждый из которых имеет продолжительность по времени 1,25 мс. Прямой
канал (FL) имеет субканал 800 бит/с, где команды управления мощностью
отправляются мобильной станции, давая ей указание либо увеличить, либо
уменьшить свою передающую мощность. На RL (обратном канале) базовая
станция принимает сообщения от мобильной станции, представляя собой
мощность, полученную мобильной станцией. Базовая станция затем использу-
ет эту информацию для регулирования своей передающей мощности.
CDMA2000 (кодовое разделение каналов с множественным доступом). Далее
мы обращаем наше внимание на радиоинтерфейс [18]. Система CDMA2000
была создана для того, чтобы развить IS-95 и обеспечить функциональность
3G в виде более высоких скоростей передачи данных, увеличения абонентской
емкости и улучшение контроля качества сервиса (QoS). Развитый стандарт
должен выполнять это и обеспечивать обратную совместимость с IS-95, что
известно под обозначением cdmaOne (cdma 1).
Обратный канал RL был усовершенствован: обратный пилотный канал
в настоящее время используется для установления эталона фазы (среди других
функций обработки сигнала) для когерентного детектирования. Это контра-
стирует с некогерентным детектированием 64-ричной ортогональной модуля-
ции, используемой в IS-95. Отсюда Eb /No теперь ниже и улучшились емкость
и эффективность системы. Также субканал управления мощностью мульти-
плексируется на пилотном канале для того, чтобы дать команду базовой стан-
ции отрегулировать свой уровень передающей мощности. Далее были добав-
лены DCCH (некоммутируемый канал управления), фундаментальный канал
и один или более дополнительных каналов. Это означает, что сервис на фун-
даментальном канале больше не ухудшается, когда возникает потребность пе-
редавать сигнализацию верхнего уровня. Фундаментальный канал поддержи-
вает существующие скорости данных IS-95 и может использоваться для
передачи информации, голоса и части сигнала данных. Дополнительные кана-
лы используются для передачи сигналов данных. Также были изменены псев-
дошумовые операции расширения реальной величины на комплексные муль-
типликации для лучшего использования нелинейных усилителей мощности.
CDMA200 поддерживает пользователей с несколькими скоростями посред-
ством использования различных схем модуляции, нескольких кодовых каналов
и методов FEC (упреждающая коррекция ошибок). Они лучше всего описыва-
ются посредством многочисленных радиоконфигураций, имеющихся на обрат-
ном канале трафика TCH. Мы приводим некоторые характеристики в табл. 1.4.
В таблице есть колонка «Число несущих»; спецификация радиоинтер-
фейса требует эту скорость расширения. Псевдошумовая скорость передачи
элементов сигнала для скорости расширения (распространения) 1 равняется
1,2288 млн соед./с, в то время как для скорости расширения (распростра-
нения) 3 скорость передачи элементов сигнала составляет 3,6864 млн соед./с.
С учетом этого структуры обратного фундаментального канала и дополни-
тельного канала были фактически показаны на рис. 1.14 для номеров радио-
конфигурации 1 и 2.
Структурная схема мультиплексирования физического канала обратной
связи RL и расширение QPSK показаны на рис. 1.15. Она соответствует ра-
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 31
диоконфигурациям 3 и 4 для обратного канала трафика TCH с использовани-
ем скорости расширения (распространения), равной 1.
Для радиоконфигураций 5 и 6 структурная схема мультиплексирования
и расширения канала обратной связи RL аналогична схеме, показанной
на рис. 1.15. Исключением является использование скорости расшире-
ния, равной 3, которая переводится в скорость передачи элементов сигнала
3,6864 млн соед./с.
Сверточный код используется на фундаментальном и дополнительном ка-
налах. Их скорости кодирования зависят от используемой радиоконфигура-
ции. Дополнительный канал также поддерживает турбокодирование при усло-
вии, что количество битов на кадр превышает определенную пороговую
величину. Все сверточные коды имеют длину кодового ограничения 9. Вось-
меричные представления функций генератора приведены ниже.
Кодовая скорость G0 G1 G2 G3
R = 1/2
R = 1/3
R = 1/4
753
557
765
561
663
671
711
513 473
32 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Таблица 1.4. Характеристики радиоконфигурации обратного канала
Радиокон
фигурация
Число
несущих
Поддерживаемые
скорости данных
Метод
FEC
Схема
модуляции
1 1 1.2К, 2.4К, 4.8К, 9.6К R = 1/3
Сверточный
64-нулеарная
ортогональная
2 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К R = 1/2
Сверточный
64-нулеарная
ортогональная
3 1 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2K, 38.4K,
76.8K, 153.6K, 307.2K
R = 1/4 и
R = 1/2
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная
манипуляция)
4 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К,
28.8K, 57.6K, 115.2K, 230.4К
R = 1/4
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция)
5 3 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4К,
76.8К, 153,6К, 307,2К, 614,4К
R = 1/3
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная
манипуляция)
6 3 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К,
28.8K, 57.6K, 115.2K, 230.4К,
460.8К, 1036.8К
R = 1/4 и
R = 1/2
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная
манипуляция)
7 1 19.2К, 40.8К, 79.2К, 156К,
309.6K, 463.2K, 616.8K, 924К,
1231.2К, 1538.4К, 1854.6К
R = 1/5
Сверточный
Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция),
QPSK и 8-PSK
Турбокодеры имеют общий кодер, чьи выходы прошиваются в соответст-
вии с конкретным образцом, для того чтобы достичь желаемые кодовые ско-
рости 1/2, 1/3, 1/4 и 1/5.
Комплексный псевдослучайный код обратного канала генерируется так,
как показано на рис. 1.6, где в качестве примера мы использовали скорость
передачи элементов сигнала скорости расширения, равную 3.
Улучшения прямого канала (FL) выразились в виде добавления передних
дополнительных каналов для сервисов данных. Был введен быстрый пейджин-
говый канал для увеличения времени ожидания мобильной станции. Разнооб-
разие передачи обеспечивается для сокращения необходимого Eb /No и, таким
образом, увеличения абонентской емкости. Модуляция QPSK используется
Функция Уолша
Действительная
часть I-канал
К квадратурному
Функция Уолша модулятору
Мнимая
часть
Функция Уолша Q-канал
Функция Уолша
Рис. 1.15. Мультиплексирование и расширение канала обратной связи
Функция Уолша
Комплексный
псевдослу-
чайный код
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Канал син-
хронизации 2
Канал син-
хронизации 2
Канал — регу-
лятор кадров
Некоммутируе-
мый канал
управления
Псевдослучайный код Q Уолш
Рис. 1.16. Генерирование комплексных псевдослучайных кодов обратного
канала
Псевдослучайный код I
Уменьшить
скорость
отбора на 2
Выдерж-
ка чипа
Псевдослу-
чайный код
3,6864 млн
соед./с
Маска
длинного
кода Комплекс-
ный псев-
дослучай-
ный код
для более высоких скоростей данных и для поддержания истинного расшире-
ния с комплексной величиной. FEC (упреждающая коррекция ошибок) была
усилена для включения турбокодов для улучшения эффективности при более
высоких скоростях данных. В табл. 1.5 мы приводим радиоконфигурации для
переднего канала трафика.
Таблица 1.5. Характеристики радиоконфигурации прямого канала
Радиокон
фигурация
Число
несущих
Поддерживаемые
скорости данных
Метод
FEC
Схема
модуляции
1 1 1.2К, 2.4К, 4.8К, 9.6К R = 1/2 Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция)
2 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К R = 1/2 Когерентная BPSK
(бифазная манипуляция)
3 1 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2K, 38.4K, 76.8K,
153.6K
R = 1/4 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
4 1 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4K, 76.8K,
153.6K, 307.2K
R = 1/2 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
5 1 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К, 28.8K,
57.6K, 115.2K, 230.4К
R = 1/4 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
6 3 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4К, 76.8К,
153.6K, 307,2K
R = 1/6 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
7 3 1.2К, 1.35К, 1.5К, 2.4К, 2.7K,
4.8K, 9.6K, 19.2К, 38.4К, 76.8К,
153.6К, 307.2K, 614.4K
R = 1/3 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
8 3 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К, 28.8K,
57.6K, 115.2K, 230.4К, 460.8К
R = 1/3 и
R = 1/4
QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
9 3 1.8К, 3.6К, 7.2К, 14.4К, 28.8K,
57.6K, 115.2K,230.4К,
259.2К,460.8K, 518.4K, 1036.8K
R = 1/2 и
R = 1/3
QPSK — квадратурная
фазовая модуляция
10 1 43.2К, 81.6К, 86.4К, 158.4К,
163.2K, 172.8K, 312К, 316.8К,
326.4K, 465.6, 619.2K, 624K,
633.6K, 772.8K, 931.2K,
1238.4K, 1248K, 1545.6K,
1862.4K, 2476.8K, 3091.2K
R = 1/5 QPSK — квадратурная
фазовая модуляция,
8-PSK (фазовая
манипуляция),
16-QAM
Структурная схема расширения псевдослучайного кода и отображения
физических каналов прямого канала FL показана на рис. 1.17 для радиокон-
фигураций 3, 4 и 5 с использованием скорости расширения, равной 1.
Сигнал в настоящее время отображается в формате модуляции, а затем
квадратурно расширяется (см. рис. 1.18). Для радиоконфигураций 6, 7, 8 и 9
с использованием скорости расширения, равной 3, у нас имеются вперед рас-
ширенные операции, показанные на рис. 1.19.
Сверточное кодирование используется на фундаментальном и дополните-
льном каналах. Их скорости кодирования зависят от используемой радиокон-
фигурации. Дополнительный канал также поддерживает турбокодирование
при условии, что количество битов на кадр превышает определенную порого-
вую величину. Все сверточные коды имеют длину кодового ограничения 9. Во-
сьмеричные представления генераторных функций приведены ниже.
Кодовая скорость G0 G1 G2 G3 G4 G5
R = 1/2
R = 1/3
R = 1/4
R = 1/5
753
557
765
457
561
663
671
755
711
513
551
473
637 625 727
Турбокодеры имеют общий кодер, чьи выходы прошиваются в соответст-
вии с конкретным образцом, для того чтобы достичь желаемых кодовых ско-
ростей 1/2, 1/3, 1/4 и 1/5. Предлагаем читателю обратиться к работе [18], где
он найдет дополнительные подробности.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 35
Символ
модуляции
Сигнал
Команда
программного
контроллера
Маска
пользо-
вателя
Рис. 1.17. Мультиплексирование и расширение канала трафика (прямого ка-
нала)
Проши-
вание
Субканал сигнала
программного
контроллера
Извлечение
позиции
Извлечение
и повтор
Длин-
ный
К квадратурному
модулятору
Сигнал Уолш
Q-канал
Рис. 1.18. Канал трафика прямого канала для скорости расширения, равной 1
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Код
PN1 + jPNQ
Поворот
Квадратурная фа-
зовая модуляция
1.2.4. Широкополосный CDMA
(широкополосный множественный доступ
с кодовым разделением каналов)
В настоящем подразделе мы представляем подробные данные о физическом
слое сотовой системы 3G, которая называется широкополосным CDMA
(широкополосным множественным доступом с кодовым разделением каналов,
WCDMA). В этой системе используется FDD (дуплексная передача с разделе-
нием по частоте) для обратной и прямой связи [19—23].
36 Глава 1. Тематика беспроводной связи
I-канал
К квадратурному
Уолш модулятору
№ 1
Q-канал
I-канал
Сигнал К квадратурному
Уолш модулятору
№ 2
Q-канал
I-канал
К квадратурному
Уолш модулятору
№ 3
Q-канал
Рис. 1.19. Канал трафика прямого канала для скорости расширения, равной 3
Поворот Поворот Поворот
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Код
PN1 + jPNQ
Код
PN1 + jPNQ
Код
PN1 + jPNQ
Таблица
символов
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Мы начнем наше рассмотрение WCDMA с обсуждения обратного канала.
В обратном канале канал данных и канал управления квадратурно мультиплек-
сируются. Под этим мы понимаем, что некоммутируемый (выделенный) фи-
зический канал данных (DPDCH) передается по оси I, а некоммутируемый (вы-
деленный) физический канал управления (DPCCH) передается по оси Q.
Структура временного сегмента обратного канала приведена на рис. 1.20.
На рисунке мы видим, что радиокадр составляет 10 мс по временной про-
должительности, которая состоит из 15 временных сегментов. Временные сег-
менты и кадры содержат различные скорости передачи данных, и поэтому мы
имеем разные коэффициенты расширения. Однако каждый временной сегмент
состоит из 2560 чипов по длительности. Длины битового поля для каналов дан-
ных и управления показаны в табл. 1.6.
Таблица 1.6. Поля DPDCH обратного канала
Формат сег
мента № i
Скорость канала
в битах (кбит/с)
Символическая скорость
канала (симв./с)
Поле
состояния
Битов
на кадр
Битов
на сегмент
Nданные
0 15 15 256 150 10 10
1 30 30 128 300 20 20
2 60 60 64 600 40 40
3 120 120 32 1200 80 80
4 240 240 16 2400 160 160
5 480 480 8 4800 320 320
6 960 960 4 9600 640 640
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 37
Tсегмент = 2560 чипов, Nданные = 10·2k бит (k = 0, …, 6)
Tсегмент = 2560 чипов, 10 бит
Один радиокадр: Tf = 10 мс
Рис. 1.20. Структура кадра для обратного канала DPDCH/DPCCH: DPDCH —
некоммутируемый (выделенный) физический канал данных;
DPCCH — некоммутируемый (выделенный) физический канал
управления; TFCI — индекс комбинации транспортного формата;
FBI — поле индикатора обратной связи; TPC — управление мощно-
стью передачи
Данные
Nданные бит
Пилот
Nпилот бит
TPC
NTPC бит
Сегмент
№ 0
Сегмент
№ 1
Сегмент
№ i
Сегмент
№ 14
FBI
NFBI бит
TFCI
NTFCI бит
Выше мы заметили, что по мере того, как скорость цифрового потока ис-
точника изменяется, коэффициент расширения тоже изменяется, поскольку у
нас имеется фиксированная скорость передачи элементов сигнала. Это ведет к
передаче большего количества битов за время кадра с использованием мень-
шего коэффициента расширения.
Наоборот, канал управления CCH передается с фиксированной скоростью
данных коэффициента расширения, равного 256 постоянно (см. табл. 1.7).
Таблица 1.7. Поля DPCCH обратного канала
Формат
сегмен
та № i
Скорость ка
нала в битах
(кбит/с)
Символическая
скорость канала
(симв./с)
Поле
состо
яния
Битов
на
кадр
Битов
на
сегмент
Nпилотный NTPC NTFCI NFBI
0 15 15 256 150 10 6 2 2 0
1 15 15 256 150 10 8 2 0 0
2 15 15 256 150 10 5 2 2 1
3 15 15 256 150 10 7 2 0 1
4 15 15 256 150 10 6 2 0 2
5 15 15 256 150 10 5 1 2 2
ССН обратного канала содержит пилотные биты, которые используются
приемником «узел В» для оценки поворота фазы канала для когерентного де-
тектирования (см. табл. 1.7). Хотя это конкретно не указывается в стандарте
3GPP, пилотные биты могут также использоваться для целей временной син-
хронизации, оценки частотного сдвига, оценки соотношения сигнала и помех
(SIR) и т.д. [24—25].
Используемый механизм для борьбы с замиранием и проблемой близко-
го — дальнего расстояния — это управление мощностью замкнутого внутрен-
него контура. Для данного рассмотрения обратного канала оборудование або-
нента (UE) будет рассчитывать принимаемое соотношение сигнала и помех
(SIR) и сравнивать его с эталоном или целевым значением SIR; после этого
будет выводиться команда управления мощностью для передачи узлу В, давая
ему указание либо увеличить, либо уменьшить мощность передачи его пря-
мого канала. Этот механизм замкнутого контура будет рассматриваться более
подробно в последующих главах.
Стандарт является достаточно гибким для того, чтобы допустить мульти-
плексирование нескольких транспортных каналов на один и тот же физический
канал; когда это происходит, мы должны раскрыть эту комбинацию приемнику,
чтобы он мог соответствующим образом выполнить демультиплексирование
транспортного канала. Для идентификации комбинации транспортных каналов
используются биты индикатора комбинации транспортного формата (TFCI).
Мы должны также упомянуть, что существует поддержка для слепого детекти-
рования транспортного формата.
Появляются два операционных сценария, когда существует необходимость
в том, чтобы оборудование пользователя (UE) в виде обратной связи сообщало
информацию узлу В с низким временем запаздывания (низкой латентностью).
38 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Это сценарии быстрого выбора соты и разнообразие передачи замкнутого кон-
тура. Давайте рассмотрим последний из двух сценариев. В этом случае узел В
передает специализированную форму сигнала посредством двух передающих
антенн. Оборудование пользователя (UE) оценивает импульсную характери-
стику канала (CIR), которую наблюдает каждая передающая антенна, и затем
выводит антенный вес для передачи в виде обратной связи узлу В для макси-
мализации мощности, принимаемой UE. Эта информация передается в поле
бита индикатора обратной связи (FBI). При отсутствии этих случаев данное
поле бита не требуется.
Далее мы переходим к рассмотрению структуры временного сегмента ни-
сходящего канала (см. рис. 1.21). Здесь DPCCH и DPDCH мультиплексируют-
ся по времени. То же самое описание полей бита, приведенное ранее, отно-
сится и к данному случаю.
Из табл. 1.8 видно, что коэффициент расширения может колебаться от SF
= 4 до SF = 512 в зависимости от скорости передаваемых данных.
Таблица 1.8. Поля DPDCH и DPCCH прямого канала
Формат
сегмен
та № i
Скорость
канала
в битах
(кбит/с)
Символиче
ская скорость
канала
(симв./с)
Поле
состо
яния
Битов
на
сегмент
DPDCH
битов/сегмент
DPCCH
битов/сегмент
Nданные1 Nданные2 NTPC NTFCI Nпилотный
0 15 7.5 512 10 0 4 2 0 4
1 15 7.5 512 10 0 2 2 2 4
2 30 15 256 20 2 14 2 0 2
3 30 15 256 20 2 12 2 2 2
4 30 15 256 20 2 12 2 0 4
5 30 15 256 20 2 10 2 2 4
6 30 15 256 20 2 8 2 0 8
7 30 15 256 20 2 6 2 2 8
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 39
Tсегмент = 2560 чипов, Nданные = 10·2k бит (k = 0, …, 7)
Один радиокадр: Tf = 10 мсек
Рис. 1.21. Структура кадра для прямого канала DPCCH (объяснения см.
рис. 1.20)
Сегмент
№ 0
Сегмент
№ 1
Сегмент
№ i
Сегмент
№ 14
Данные 1
Nданные1 бит
Данные 2
Nданные2 бит
Пилот
Nпилот бит
TPC
NTPC бит
TFCI
NTFCI бит
Формат
сегмен
та № i
Скорость
канала
в битах
(кбит/с)
Символиче
ская скорость
канала
(симв./с)
Поле
состо
яния
Битов
на
сегмент
DPDCH
битов/сегмент
DPCCH
битов/сегмент
Nданные1 Nданные2 NTPC NTFCI Nпилотный
8 60 30 128 40 6 28 2 0 4
9 60 30 128 40 6 26 2 2 4
10 60 30 128 40 6 24 2 0 8
11 60 30 128 40 6 22 2 2 8
12 120 60 64 80 12 48 4 8 8
13 240 120 32 160 28 112 4 8 8
14 480 240 16 320 56 232 8 8 16
15 960 480 8 640 120 488 8 8 16
16 1920 960 4 1280 248 1000 8 8 16
Теперь давайте обратим внимание на выполняемые операции расширения.
Функциональность расширения обратного канала показана на рис. 1.22. Здесь
отдельный выделенный (некоммутируемый) канал данных и канал управления
канализируются (и расширяются) посредством последовательности ортого-
нального переменного коэффициента расширения (OVSF). Мы обозначили
коды OVSF как коды Уолша в силу их схожести. Результирующая последова-
тельность в таком случае становится последовательностью с комплексными
значениями, а затем применяется расширение QPSK до поступления в им-
пульсообразующий фильтр. Обратите внимание: для того чтобы признать тер-
минологию, используемую 3GPP, данная операция расширения QPSK в этом
стандарте также называется скремблированием. С другой стороны, это вполне
понятно, поскольку мультипликация OVSF действительно расширила частот-
ную ширину полосы информации. Вторая псевдошумовая мультипликация
действует в большей степени как функция скремблирования, нежели функция
расширения частоты.
Окончание табл. 1.8
Некоммутируемый
(выделенный) I-канал
канал данных Комплексное
умножение
Некоммутируемый
(выделенный) Q-канал
канал управления
j Ї код управления Уолша
Рис. 1.22. Операции канализации и расширения обратного канала
Код данных Уолша
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
Псевдо- частот
случай-
ный код
Расширение QPSK (или скремблирование) фактически называется гибрид-
ным PSK (HPSK). Оно было внедрено на передатчике UE, поскольку этот ме-
тод будет значительно сокращать количество фазовых траекторий, которые
опасно приближаются к точке начала отсчета.
Далее мы обсудим операции прямого канала. Функциональность расши-
рения прямого канала показана на рис. 1.23, кодированный композитный
транспортный канал картируется согласно символу QPSK. Эти символы
канализируются посредством кода OVSF (Уолш), присваиваемого оборудова-
нию пользователя. Канализированный символ затем расширяется посредст-
вом псевдослучайного кода Голда с комплексным значением.
Фильтр низких частот немодулированной полосы — это косинус в степени
квадратного корня (SRC) с коэффициентом сглаживания б = 0,22. Этот
фильтр используется как в секции передатчика, так и в секции приемника.
Период обновления управления мощностью приводится равным 1500 Гц. Как
указывалось выше, максимальное количество битов управления мощностью на
временной сегмент равняется 8. Все это будет передаваться с одним и тем же
знаком, чтобы облегчить приемнику надежное обнаружение команды управле-
ния мощностью передачи (ТРС).
Пример мультиплексирования транспортного канала приводится на
рис. 1.24. Мы показываем пример того, как транспортный канал на базе дан-
ных (DTCH) и транспортный канал управления низкой скорости (DCCH) ко-
дируются по отдельности, чередуются и сегментируются в кадры. Затем они
мультиплексируются (объединяются) в физический канал, подлежащий чере-
дованию сегментирования на временные сегменты. Операции мультиплекси-
рования прямого канала показаны на рис. 1.24.
Как мы можем видеть на рисунке, коэффициент расширения прямого ка-
нала для сервиса на базе данных составляет 32, а коэффициент расширения
связанного с ним обратного канала составляет 16. Это было обеспечено тем,
что существует 160 битов на один временной сегмент (140 битов данных
плюс 20 битов управления), которые становятся 80 символами QPSK. Имеет-
ся 2560 чипов на один временной сегмент, таким образом, каждый символ
расширен посредством 32 чипов. Здесь мы решили использовать вид приме-
нения сервиса данных 64 кбит/с.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 41
I-канал
Комплексное
умножение
Некомму-
тируемый Уолш
(выделенный)
канал
Q-канал
Рис. 1.23. Операции канализации и расширения прямого канала
Фильтр
низких
частот
Фильтр
низких
частот
Псевдо-
случай-
ный код
Модулятор
QPSK
1.2.5. Беспроводная локальная сеть IEEE802.11 (IEEE)
В этом подразделе мы опишем физический слой систем беспроводной локаль-
ной сети (WLAN) IEEE802.11 (a, b, g) [26—29]. Этот стандарт получил широ-
кое признание у провайдеров подобных сервисов в аэропортах, кафе, общес-
твенных зонах, на рабочем месте и в жилых домах. Устройства WLAN могут
конфигурироваться таким образом, чтобы работать либо в режиме прямого
соединения, где всем устройствам разрешается общаться друг с другом и вы-
ступать в качестве точек доступа, либо в режиме инфраструктуры, где одно
устройство WLAN ведет себя как точка доступа, а другие подсоединяются
к этой точке доступа.
IEEE802.11b. Эта система позволяет компьютерам, принтерам и мобиль-
ным телефонам общаться друг с другом в частотной полосе 2,4 ГГц. Прото-
кол доступа к среде передачи позволяет станциям поддерживать различные
наборы скоростей передачи данных. Базовый набор скоростей передачи дан-
ных — это 1 и 2 Мбит/с при работе в системе расширения спектра с приме-
нением кода прямой последовательности (DSSS). Существует расширение
высокой скорости, благодаря которому скорость передачи данных повышает-
ся до 5,5 и 11 Мбит/с. Для того чтобы обеспечить более высокие скорости
передачи данных, используется схема модуляции дополнительного кода
(CCK). Скорость передачи элементов сигнала системы DSSS равняется
42 Глава 1. Тематика беспроводной связи
1280 бит 100 бит
1296 бит = 1280 бит + 16 CRC 112 бит = 100 бит + 11 CRC
3888 бит = 3 Ї 1296 бит
4014 бит = 3888 бит + 12 бит 360 бит = 3 Ї 120 бит
4014 бит 372 бит
4014 бит 372 бит
2007 бит 2007 бит 93 бит 93 бит 93 бит 93 бит
2007 бит 93 бит 2007 бит 93 бит 2007 бит 93 бит 2007 бит 93 бит
2100 бит 2100 бит 2100 бит 2100 бит
Радиокадр Радиокадр Радиокадр Радиокадр
Рис. 1.24. Пример мультиплексирования транспортного канала прямой связи
Транспортный канал Транспортный канал
на базе данных управления низкой скорости
Информа-
ционные
данные
Добавить
биты CRC
R = 1/3
турбоко-
дирование
Добавить
биты пре-
кращения
Согласова-
ние скоро-
сти
1-е чередо-
вание
Сегмента-
ция на ра-
диокадры
2-е чередо-
вание
Сегмента-
ция на вре-
менные сег-
менты
120 бит = 112 бит +
+ 8 хвостовых бит
11 млн соед./с. Поля преамбулы и заголовка передаются при дифферен-
циальном двоичном переключении фазы 1 Мбит/с. Диапазон частот физиче-
ского слоя следующий:
Соединенные Штаты Америки, Канада и Европа 2,4—2,4835 ГГц;
Япония 2,471—2,497 ГГц;
Франция 2,4465—2,4835 ГГц;
Испания 2,445—2,475 ГГц.
Модули данных сервиса более высокого слоя (SDU) присоединяются к
полям преамбулы и заголовка, задача которых — содействовать функциям
обработки сигнала демодуляции. Далее рассматриваются два формата
(см. рис. 1.25 и 1.26). PSDU (PLCP SDU — модули данных сервиса физи-
ческого слоя) передается при дифференциальном двоичном переключении
фазы — 1 Мбит/с (DBPSK), при дифференциальном четвертичном переклю-
чении со сдвигом фазы (DQPSK) — 2 Мбит/с и при модуляции дополни-
тельного кода — 5,5/11 Мбит/с.
Ниже мы приводим некоторые определения полей, указанных на рис. 1.25
и 1.26.
Поле синхронизации состоит из 128 битов для длинного формата и 56 битов
для короткого формата; они используются для функций синхронизации.
Разделитель стартового кадра (SFD) состоит из 16 битов; эти биты исполь-
зуются для указания начала параметров, зависящих от PHY (физического
слоя) внутри преамбулы (PLCP).
Сигнал состоит из 8 битов; эти биты используются для того, чтобы указать
модуляцию, которая используется во время PSDU.
Сервис состоит из 8 битов; эти биты используются для указания выбора
модуляции CCK или другой, а также для указания, выключены или нет не-
которые часы.
Преамбула Заголовок
Дифференциальное двоичное переключение фазы 1, 2, 5,5, 11 Мбит/с
1 Мбит/с
Рис. 1.25. Длинный формат PLCP PSDU: CRC — контроль циклическим избы-
точным кодом
Длинная процедура схождения физического слоя (PLCP)
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных протокола
уровня представления
Синхро-
низация
Разделитель
стартового
кадра
Сигнал Сервис Длина CRC
Модули данных
сервиса физического
слоя
Длина состоит из 16 битов; эти биты используются для указания числа
микросекунд для PSDU.
Схема модуляции. В сервисе со скоростью передачи данных 1 Мбит/с ис-
пользуется модуляция DBPSK, в сервисе со скоростью передачи данных
2 Мбит/с используется DQPSK, а в сервисах со скоростью передачи дан-
ных 5,5/11 Мбит/с используется модуляция CCK. Вначале будут рассмотрены
сервисы со скоростью передачи данных 1 и 2 Мбит/с (см. рис. 1.27 и 1.28).
Поскольку эта система DSSS (система расширения спектра с применением
кода прямой последовательности) имеет скорость передачи элементов сигнала
11 млн соед./с, нам необходимо рассмотреть последовательность псевдослу-
чайного кода, которая в этом случае является последовательностью Баркера и
выражается следующим образом:
{+1, 1,
+1, +1, 1,
+1, +1, +1, 1,
1,
1}.
(1.8)
44 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Короткая Короткий
преамбула заголовок
Дифференциальное двоичное 2 Мбит/с DQPSK 2, 5,5, 11 Мбит/с
переключение фазы 1 Мбит/с
Рис. 1.26. Короткий формат PLCP PSDU
Короткая процедура схождения физического слоя (PLCP)
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
Модули данных протокола
уровня представления
Короткая
синхро-
низация
Разделитель
стартового
кадра
Сигнал Сервис Длина CRC
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
1 Мбит/с 1 Мбит/с 1 Ї 11 = 11 Мcps
Рис. 1.27. Структурная схема передачи DBPSK 1 Мбит/с: DBPSK — дифферен-
циальное двоичное переключение фазы
Модулятор
DBPSK
Расширение,
11 чипов
2 Мбит/с 1 Мsps 1 Ї 11 = 11 Мcps
Рис. 1.28. Структурная схема передачи DQPSK 2 Мбит/с: DQPSK — дифферен-
циальное четвертичное переключение фазы
Модулятор
DQPSK
Расширение,
11 чипов
Здесь каждый символ (или бит) DQPSK (или DBPSK) расширяется посред-
ством данной 11-чиповой последовательности, приведенной в уравнении (1.8).
Таблица состояний
фазы кодирования DBPSK
Таблица состояний
фазы кодирования DQPSK
Вход Выход Вход Выход
0 0 00 0
1 р 01 р/2
11 р
10 р/
2
Для сервисов более высокой скорости передачи данных используется мо-
дуляция ССК. Каждый символ расширяется на 8 чипов, которые представляют
собой комплексные числа. Скорость передачи данных 5,5 Мбит/с группирует
4 бита для передачи на один символ. Код расширения ССК выводится следу-
ющим образом (8 чипов в виде комплексных чисел):
{ej( ),ej( ),e j( ), e j( 1 2 3 4 1 3 4 1 2 4 1
4),ej( 1
2
3),ej( 1
3), e j( 1
2),e j 1 }. (1.9)
Здесь мы берем входной поток данных 5,5 Мбит/с и группируем входящие
биты в группы по 4 бита. Эти 4 бита используются для определения значений
фаз, используемых в псевдослучайных кодах, описанных выше. Таким обра-
зом, каждая группа из 4 битов приводит к различным комплексным значени-
ям псевдослучайного кода, указанного выше. Структурная схема показана на
рис. 1.29.
Наконец, скорость передачи данных 11 Мбит/с осуществляется путем
группирования 8 битов вместе для передачи символа (см. рис. 1.30). С помо-
щью уравнения (1.9) для генерирования последовательности псевдослучайных
кодов с комплексными значениями, но с учетом других правил кодирования
мы просто группируем входящие биты в группы из 8 битов и используем эти 8
битов для расчета последовательности чипов (элементарных сигналов) ССК
длиной 8.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 45
5,5/4
5,5 Мбит/с Мбит/с (5,5/4) Ї 8 = 11 Мcps
Рис. 1.29. Структурная схема передачи ССК 5,5 Мбит/с
Группи-
ровка
4 бит
Расширение,
8 чипов
11/8
11 Мбит/с Мбит/с (11/8) Ї 8 = 11 Мcps
Рис. 1.30. Структурная схема передачи ССК 11 Мбит/с
Группи-
ровка
8 бит
Расширение,
8 чипов
Вот некоторые общие характеристики: допуск по частоте передачи меньше
или равен 25 импульсов в минуту, а также требование к амплитуде вектора
ошибок (EVM) составляет меньше 35 % с использованием интервала между
каналами 25 МГц, выходная мощность меньше 1 Вт и т.д.
Кроме физического слоя DSSS, указанного выше, имеется также физиче-
ский слой расширения спектра скачкообразной сменой частоты (FHSS). Под-
держиваемые скорости передачи данных — от 1 до 4,5 Мбит/с приращениями
0,5 Мбит/с. Структура FHSS PPDU (модули данных протокола уровня пред-
ставления расширения спектра скачкообразной сменой частоты) показана на
рис. 1.31.
Схема модуляции — GFSK (частотная модуляция с гауссовой фильтра-
цией) 2-го и 4-го уровня. Используется гауссов фильтр с параметром BT,
равным 0,5. Частотная дисперсия больше 110 кГц, таким образом, показатель
модуляции
2 110
022
кГц
1 Мбит с
, .
Упрощенная структурная схема секции передачи показана на рис. 1.32.
IEEE802.11a. Данная система WLAN была ориентирована на использова-
ние в нелицензированных полосах 5,15—5,35 и 5,725—5,825 ГГц. Стандарт
основан на физическом слое ортогонального мультиплексирования деления
частоты (OFDM). Поддерживаемые скорости передачи данных: 6, 9, 12, 18, 24,
36, 48 и 54 Мбит, где 6, 12 и 24 Мбит являются обязательными.
В физическом слое OFDM используется 52 поднесущих (вспомогательных
несущих частоты) с применением BPSK/QPSK, 16-QAM (квадратурной ампли-
тудной модуляции) и 64-QAM; при этом метод FEC (упреждающей коррекции
ошибок) — это сверточное кодирование с кодовыми скоростями 1/2, 2/3 и 3/4.
Эти кодированные биты отображаются по 48 поднесущим частотам плюс 4 пи-
лотным поднесущим частотам, обеспечивая в общей сложности 52 поднесущих
частоты. Пилотные биты модулируются BPSK.
46 Глава 1. Тематика беспроводной связи
1 Мбит/с
Рис. 1.31. Формат FHSS PLCP PPDU: PSF — разбитый на сегменты прогрес-
сивный кадр; CRC — контроль циклическим избыточным кодом
Син-
хрони-
зация
Разделитель
стартового
кадра
PLW
Модули данных
сервиса физи-
ческого слоя
PSF CRC
PSDU
Рис. 1.32. Структурная схема передачи FHSS: PSDU — модули данных сервиса
физического слоя
Придание
данным
свойств
белого шума
Символь-
ная
таблица
Гауссов
фильтр
низких
частот
Частотная мо-
дуляция с гаус-
совой фильтра-
цией 2-го и
4-го уровня
Возможные скорости передачи данных системы наряду с их параметрами
модуляции кодирования приведены в табл. 1.9. Формат кадра PPDU приведен
на рис. 1.33.
Таблица 1.9. Обзор параметров модуляции и кодирования
Скорость передачи
данных (Мбит/с)
Модуляция
Скорость
кодирования
Кодированных битов
на поднесущую частоту
6 BPSK 1/2 1
9 BPSK 3/4 1
12 QPSK 1/2 2
18 QPSK 3/4 2
24 16-QAM 1/2 4
36 16-QAM 3/4 4
48 64-QAM 2/3 6
54 64-QAM 3/4 6
Поля битов имеют следующее описание.
Преамбула PLCP может быть использована для следующих функций обра-
ботки сигнала: сходимости AGC (автоматического управления усилением),
выбора разнообразия, сбора временных частотных данных, оценки канала и
т.д. Преамбула состоит из 10 повторов короткой обучающей последовательно-
сти, за которой следует 2 повтора длинной обучающей последовательности,
где короткий символ состоит из 12 поднесущих частот и длинный символ со-
стоит из 53 поднесущих частот. Преамбула PLCP модулируется по BPSK
OFDM при 6 Мбит/с и длине 16 мс.
Скорость 4 бита используется для указания скорости передачи данных,
приведенных в табл. 1.9.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 47
Ортогональное мультиплексирование деления
частоты R = 1/2 бифазное манипулирование
Рис. 1.33. Формат кадра OFDM PPDU: PLCP — преамбула схождения физиче-
ского слоя; PSDU — модули данных сервиса физического слоя; Padding
— заполнение свободного поля кодовой последовательности
пробелами
Заголовок
PLCP
преамбула
PSDU
Хвосто-
вые биты
Ско-
рость
Резерв Длина
Чет-
ность
Хвост Сервис
Padding
Длина 12 битов указывает количество октет в PSDU, которые MAC (уп-
равление доступом к среде передачи данных) в настоящее время просит пе-
редать.
Эта система работает в интервале каналов 5 МГц с доступом по частоте пе-
редачи менее ±20 импульсов в минуту.
IEEE802.11g. Таким образом, система WLAN предусматривает дополните-
льные расширения скорости передачи данных в полосу частот 2,4 ГГц. Под-
держиваемые скорости передачи данных: 1,0; 2,0; 5,5, 11,0; 6,0; 9,0; 12,0; 18,0;
24,0; 36,0; 48 и 54 Мбит/с, при этом обязательными для поддержания являют-
ся скорости 1,0; 2,0; 5,5; 11,0; 6,0; 9,0; 12 и 24 Мбит/с.
Здесь поддерживаются несколько рабочих режимов:
а) на базе DSSS/CCK;
б) на базе OFDM;
в) DSSS-OFDM (факультативная система) — это гибридная схема модуля-
ции, комбинирующая преамбулу DSSS и заголовок с данными, включенными
в ячейку или пакет OFDM.
Рассмотрение OFDM продолжено в последующих главах.
1.2.6. Интегрированная цифровая
расширенная сеть (iDEN)
«Моторола» внедрила фирменный протокол воздушного интерфейса наземно-
го мобильного радио, который называется «Интегрированная базовая система
„Моторолы“» (MIRS) [30, 31]. Эта система основывается на TDMA (множест-
венный доступ с временным разделением каналов) с использованием метода
TDD (дуплексная передача с разделением по времени) для связи по обратному
каналу и прямому каналу при работе с интервалом каналов, равным 25 кГц.
Эта система была предложена приблизительно в то же время, когда предлага-
лись и использовались сотовые стандарты TDMA NADC и GSM (глобальная
система мобильных коммуникаций). Хорошо известно, как сочетание увеличе-
ния скорости передачи битов в секунду и частотной избирательности канала
приводит к ограничению скорости передаваемых битов, сохраняя на низком
уровне сложность реализации. Здесь мы имеем в виду, что по мере увеличения
частотно-избирательного замирания (FSF) величина присутствующих межсим-
вольных помех (ISI) возрастает (сохраняя постоянным время символа), созда-
вая тем самым порог вероятности битовой ошибки.
Учитывая это, в рамках iDEN была внедрена многоканальная (несущая)
схема модуляции 16-QAM для борьбы с каналом быстрого частотно-избира-
тельного замирания (FSF), который широко встречается на практике. Позднее
это было названо «М16-QAM» или «Моторола 16-QAM».
Некоторые физические аспекты протокола эфирного интерфейса заключа-
ются в следующем: длина временного сегмента 15 мс, благодаря чему создает-
ся длина кадра 90 мс, исходя из 6 абонентов на несущую. М16-QAM был вы-
бран для получения 64 кбит/с в канале 25 кГц. Имеется 4 поднесущие
частоты, при этом каждая из них несет 16 бит информации в секунду. Струк-
турная схема передатчика М16-QAM показана на рис. 1.34 с 4 поднесущими
частотами.
Скорость данных на каждой поднесущей частоте уменьшена на 4 по срав-
нению с более обычной модуляцией 16-QAM с одной несущей частотой.
Отсюда, исходя из того, что условия каналов (т.е. разница задержки корня
среднеквадратичного) остаются одними и теми же, относительно каждой под-
несущей частоты канал ведет себя с большей плоскостностью частоты, умень-
шая тем самым потребность в корректоре (или, по крайней мере, в его слож-
ности). Фактически при вышеуказанной структурной схеме из 4 поднесущих
максимальная разница задержки, равная приблизительно 10 мс, может быть
удовлетворена без потребности в сложном корректоре.
Теперь обратим свое внимание на приемник. Каждый подканал имеет слова
синхронизации и пилотные символы, вставленные в поток символов 16-QAM.
Исходя из того, что каждый подканал встретит канал замирания плоской часто-
ты, пилотные символы могут использоваться для оценки канала, используемого
для когерентного детектирования. Оценка канала между пилотными группами
может производиться посредством приемов интерполяции.
На стороне приемника существует несколько вариантов выбора. Во-первых,
мы можем просто демодулировать каждую поднесущую частоту независимо и
комбинировать все подканалы для создания совокупной скорости символов, пе-
редаваемых либо вокодеру, либо мультимедийному устройству. Во-вторых, мы
можем совместно демодулировать все подканалы через использование различ-
ных имеющихся приемов обработки сигнала антенной решетки.
Скорость битов беспроводного канала составляет 64 кбит/с, где частотный
канал был разделен на 6 временных сегментов и где каждый временной сег-
мент является радиоканалом. Сигнал радиочастоты iDEN состоял из 4 подне-
сущих частот, чьи центральные частоты разделяются интервалом 4,5 кГц друг
от друга. Графическое изображение наложения модуляции на каждую подне-
сущую частоту приведено на рис. 1.35.
Каждая поднесущая частота имеет 16 кбит/с, а результирующий сигнал со-
здает совокупную скорость данных 64 кбит/с.
Рис. 1.34. Структурная схема передатчика M16-QAM с использованием 4 подне-
сущих частот: 16-QAM
Фильтр
низких
частот
Символы + пи-
лотная вставка
Фильтр
низких
частот
Символы + пи-
лотная вставка
Преобра-
зователь
последова-
тельного
кода
в парал-
лельный
16-QAM
1.2.7. Персональная сеть по технологии
беспроводного обмена данными между
разнообразными устройствами Bluetooth (BT)
Bluetooth — это радиотехнология низкой мощности и короткого диапазона,
которая первоначально предназначалась для использования в таких устрой-
ствах, как, например, наушники мобильного телефона, периферийные устрой-
ства компьютера и отказ кабеля. Благодаря короткодиапазонному аспекту этой
системы она представляет собой персональную сеть (PAN) [32, 33].
Bluetooth работает в промышленной, научной и медицинской полосе
2,4 ГГц (ISM). Интервал между каналами 1 МГц, при этом каждый канал
имеет скорость данных, равную по крайней мере 1 Мбит/с. В системе ис-
пользуется TDMA (множественный доступ с временным разделением кана-
лов) со связью TDD (дуплексная передача с разделением по времени).
Пакеты голоса и данных передаются между устройствами Bluetooth. После
каждой передачи устройство перепрыгивает на другой частотный канал; это на-
зывается FHSS (расширение спектра скачкообразной сменой частоты). Эта
скачкообразная схема применяется к 79 каналам. Поскольку частотная полоса
будет создавать различную степень помех, некоторые каналы могут быть исклю-
чены из скачкообразной последовательности, придавая дополнительную силу
помехам. Это позволяет производителям устройств по технологии Bluetooth раз-
рабатывать креативные критерии частотной скачкообразности для обеспечения
дифференциации продукции. Скорость скачков составляет 1600 скачков/с.
Устройство Bluetooth, в сущности, может работать в двух режимах: веду-
щем (хозяин) и ведомом (слуга). Устройство-хозяин управляет схемой частот-
ной скачкообразности, контролирует, какие другие устройства получают раз-
решение на передачу, и обеспечивает информацию синхронизации. Группа
устройств, работающих таким образом, включает так называемую пикосеть.
Для видов применения данных устройствам-слугам разрешается только пере-
давать в ответ на передачу устройства-хозяина. В голосовых видах применения
50 Глава 1. Тематика беспроводной связи
4,5 кГц
3,5 кГц 18 кГц = 4 Ї 4,5 кГц 3,5 кГц
Канал 25 кГц
Рис. 1.35. Ширина полосы радиочастоты передачи с указанием интервала под-
несущей частоты
устройствам-слугам разрешается вести передачу только в ответ на передачу
устройства-хозяина. В голосовых видах применения устройства-слуги ведут
передачу периодически в своих выделенных временных сегментах.
Bluetooth первоначально был развернут с комплектацией версии 1.0 и вел
передачу с базовой скоростью данных 1 Мбит/с. Позднее он был усилен и
обеспечивал 2 и 3 Мбит/с с помощью модернизаций увеличенной скорости
передачи данных (EDR) [34].
Каналы физического слоя формируются только между устройствами-хозя-
евами и устройствами-слугами в пикосети. Каждое устройство Bluetooth имеет
адрес, который используется для идентификации и имеет длину 48 битов.
Мы уже обсуждали сценарий пикосети выше; однако имеют место случаи,
когда устройство Bluetooth участвует в двух или более пикосетях; теперь это
называется рассеянной сетью. Каждая пикосеть имеет свою уникальную псев-
дослучайную скачкообразную схему. Частотный канал разделяется по времени
на временные сегменты. Каждый временной сегмент соответствует скачкооб-
разной радиочастоте.
Базовая характеристика скорости реализуется посредством использования
2-уровневого GFSK (гауссовская частотная манипуляция) с передачей битов
ВТ = 0,5. Индекс модуляции находится в пределах от 0,28 до 0,35. Скорость
данных составляет 1 Мбит/с, что позволяет нам рассчитать дисперсию межпи-
ковой частоты (2fd) следующим образом:
028
2
, 0,35 fd
1 Мбит с
, (1.10)
140 кГц fd 175 кГц. (1.11)
Как говорилось выше, для того чтобы увеличить емкость системы, была
внедрена EDR. Концепция здесь заключается в том, что схема модуляции из-
меняется внутри пакета. То есть код доступа и заголовок пакета передаются по
1 Мбит/с с помощью базовой скорости GFSK, при этом полезная информа-
ция (пакетное наполнение) передается с помощью схем модуляции EDR.
Скорость данных 2 Мбит/с реализуется с помощью схемы модуляции
8-DPSK (относительная фазовая манипуляция). Для случая EDR фильтр низ-
ких частот теперь — это фильтр SRC (преобразование частоты дискретизации)
с коэффициентами сглаживания б = 0,4 и выражается следующим образом:
h t
f
T
fT
( )
| |
sin
( )
1 0
1
2
1
2
1
2 1
2
1
2
T
f
T
1
2
0
, инаїе
, (1.12)
где Т — период символа, равный 1 мс.
Кодирование дифференциальной фазы осуществляется и определяется
следующим образом (с помощью k как временного индекса):
Sk Sk e
j 1 k
, (1.13)
где Sk — символ, который подлежит передаче в настоящее время, Sk-1 — ранее
переданный символ, а e jцk — текущее изменение фазы. Также, поскольку пер-
воначальная фаза является произвольной,
S0 = e j!, !"(0,2 ). (1.14)
Схема модуляции р/4-DQPSK (относительная квадратурная фазовая моду-
ляция) генерируется так, как показано на рис. 1.36.
Первоначально допустимое смещение частоты составляет ±75 кГц, которое
затем уменьшается до ±10 кГц перед приемом заголовка пакета. Bluetooth
обеспечивает межточечные соединения и соединения точкой и многими точ-
ками. В пиконете активными могут быть до семи устройств-слуг.
Формат пакета базовой скорости показан на рис. 1.37. Продолжитель-
ность кода доступа составляет 68—72 бита. Заголовок состоит из 54 битов, а
информационное наполнение может по длительности находиться в пределах
от 0 до 2745.
Структура пакета EDR показана на рис. 1.38. CRC (контрольная сумма)
используется для установления целостности принятого пакета, информацион-
ное наполнение — для передачи данных пользователя, заголовок информаци-
онного наполнения — в качестве логического идентификатора канала и рас-
крытия длины пакета, заголовок пакета — для определения, является ли пакет
адресом устройства Bluetooth, а код доступа канала — для идентификации свя-
зи на конкретном канале.
Символы Комплексная огибающая
Биты
Рис. 1.36. Структурная схема передатчика модуляции /4-DQPSK
Преобразова-
ние последова-
тельного кода
в параллельный
Символьная
таблица
Преобразова-
ние полярных
координат
в декартовы
Квадратурный
модулятор
Рис. 1.37. Формат пакета базовой скорости
Гауссовская частотная манипуляция
Код
доступа Заголовок
Информа-
ционное
наполнение
Преамбула
Слово
синхро-
низации
Концевик
Временной сегмент имеет длительность 625 мс. Временные сегменты про-
нумерованы, а пакеты совмещаются с началом временного сегмента. Пакеты
могут длиться до 1, 3 или 5 временных сегментов. Устройство-хозяин ведет пе-
редачу на временных сегментах с четными номерами, а устройство-слуга ведет
передачу по временному сегменту с нечетным номером. Информационное на-
полнение пакета позволяет отправлять как данные, так и голос. Как говори-
лось выше, размер информационного наполнения может изменяться, при
этом максимальная длина определяется минимальным временем переключе-
ния между Тх и Rх, которое задается равным 200 мс. Устройства поэтому де-
модулируются (625 200
= 425 мс временного сегмента до переключения на
другую частоту для следующего временного сегмента).
Что касается защиты пакета или исправления ошибок, в Bluetooth для этой
цели определено три механизма:
1) код 1/3 скорости, где каждый бит повторяется 3 раза;
2) код 2/3 скорости, где используется код кадра Хэмминга (15, 10);
3) схема запроса автоматического повторения (ARQ), где для повторной пе-
редачи в случае отказа CRC используются пакеты данных с защитой CRC.
1.2.8. Пейджинг «Флекс»
«Флекс» — это торговая марка «Моторолы», которая означает «гибкий широко-
зонный синхронный пейджинговый протокол» [35]. Пейджинговый протокол
предназначался для того, чтобы значительно увеличить емкость и надежность
отправки сообщений по сравнению с другими пейджинговыми протоколами, в
частности такими, как консультативная группа по стандартизации почтового
кода (POCSAG). Увеличение емкости достигается за счет увеличения скорости
данных с 1200/2400 до 6400 бит/с. Улучшение надежности отправки сообщений
достигается улучшенным синхронным протоколом, а также приемами исправ-
ления ошибок против замирания вследствие многолучевого распространения и
одновременной передачи передатчика. Более того, достигается улучшение срока
службы батареи посредством методов протокола, в частности благодаря синхро-
нному механизму, находящемуся в TDM (мультиплексная передача с времен-
ным разделением каналов). «Флекс» — это односторонний пейджинговый про-
токол, а «Ре-Флекс» — это двухсторонний пейджинговый протокол.
Пейджинговый протокол «Флекс» имеет передатчики базовых станций, ко-
торые синхронизируются посредством GPS (глобальная система позициони-
рования). Структура кадра «Флекс» физического слоя приведена на рис. 1.39.
Рис. 1.38. Формат пакета увеличенной скорости данных (EDR)
Гауссовская частотная Изменение Относительная
манипуляция режима EDR фазовая манипуляция
Код
доступа
канала
Заголовок
пакета
Защита
и синхро-
низация
Заголовок
информа-
ционного
наполнения
Информа-
ционное
наполнение
CRC
На этом рисунке мы видим, что кадр имеет временную продолжительность, рав-
ную 1,875 с. Кадры нумеруются по модулю 128, т.е. от 0 до 127, где 128 кадров
вместе называются циклом и имеют временную продолжительность равную
4 мин. Существует 15 циклов «Флекс», которые повторяются каждый час и син-
хронизированы с началом часа GPS. Циклы пронумерованы от 0 до 14.
Синхронизация 1 используется для синхронизации времени и частоты.
Информация кадра используется для идентификации номера кадра и номера
цикла «Флекс». Синхронизация 2 показывает скорость данных, используемую
в части отправки сообщений (1600, 3200 или 6400 бит/с). Используемая схема
модуляции — FSK (кодирование с частотным сдвигом, частотная манипуля-
ция) (2-го и 4-го уровня).
Пиковые ошибки, вызванные замиранием вследствие многолучевого рас-
пространения, компенсируются или минимизируются посредством использо-
вания кода кадра исправления ошибок BCH (32, 21)1 наряду с перемежителем,
который может противостоять определенной длине очереди ошибок. Также
несколько базовых пейджинговых станций обычно передают страницу одно-
временно широкой зоне; эти страницы или формы сигнала прибывают на
пейджер с различными временными задержками распространения. Это явле-
ние аналогично разнице задержки или FSF. По мере увеличения времени сим-
вола дифференциальная временная задержка распространения будет состоять
из меньшей части всего символа и таким образом вызывать меньшее ухудше-
ние вероятности битовой ошибки. Соответствующее развертывание базовой
станции уменьшит дифференциальные временные задержки распространения
и улучшит пейджинговое покрытие и эффективность системы. Это особенно
заметно при переходе от 2-го уровня к 4-му уровню FSK (кодирование с час-
тотным сдвигом, частотная манипуляция). Четыре возможных отклонения
частоты для схем модуляции FSK приведены в следующем виде:
fd1 = ±1600 Гц,
fd2 = ±4800 Гц.
(1.15)
Модулятор FSK 2-го уровня упрощен и может быть изображен так, как по-
казано на рис. 1.40. Здесь входные биты отображаются к биполярному сигна-
лу, затем пропускаются по фильтру низких частот для уменьшения эмиссий за
пределами полосы и отправляются на генератор управления напряжения
(VCO) для дисперсии частоты относительно номинальной несущей частоты.
Сигнал, поступающий в VCO, является двоичным сигналом.
54 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Рис. 1.39. Структура кадра протокола «Флекс»
1 кадр = 1,875 с
Синхро-
низация
1
Синхро-
низация
2
Кадр 0 Кадр 10
Инфор-
мация
кадра
1BCH — Боуз—Чоудхури—Хоквингем.
Аналогичным образом 4-уровневый модулятор FSK упрощается и может
быть изображен так, как показано на рис. 1.41. Здесь мы добавили группиро-
вание 2 бит для создания символа. Эта функция распространяется на кадры
преобразования последовательного кода в параллельный и кадры отображе-
ния. На этот раз сигнал, входящий в VCO, — это 4-уровневый сигнал.
В табл. 1.10 мы приводим обобщенную информацию о некоторых рассмот-
ренных выше беспроводных системах.
Таблица 1.10. Справочная таблица некоторых цифровых сотовых систем
Проектный параметр IS 136 GSM IS 95 CDMA2000 WCDMA
Дуплекс FDD1 FDD FDD FDD FDD
Схема модуляции р/4-DQPSK GMSK QPSK
OQPSK
QPSK
HPSK
QPSK
HPSK
Размер кадра 20 мс 4,615 мс 10 мс 10 мс 10 мс
FEC2 Сверточный Сверточный Сверточный Сверточный
+ турбо
Сверточный
+ турбо
Скорости данных 48,6 кбит/с 270,8 кбит/с 14,4 кбит/с 3 Мбит/с 2 Мбит/с
Метод детектиро-
вания
CD/DD CD CD/NC CD CD
Ослабление мно-
голучевого распро-
странения
Корректор
(эквалайзер)
Корректор
(эквалайзер)
RAKE + PC RAKE + PC RAKE + PC
Коды скремблиро-
вания
Отсутствуют Отсутствуют Последова-
тельность-m
Последова-
тельность-m
Код Голда
Коды канализации Отсутствуют Отсутствуют Уолш Уолш OVSF3
Спектральная эф-
фективность
48,6К/30К =
= 1,62
270,8К/200К =
= 1,354
14,4/1,25К =
= 0,0116
3М/2,5М =
= 1,2
2М/5М =
= 0,4
1 FDD — дуплекс с частотным интервалом каналов; 2 FEC — упреждающая коррекция
ошибок; 3 OVSF — оротогональные переменные коэффициенты расширения.
1.2. Обзор стандартов беспроводной связи 55
fd1 = ±1600 Гц
Рис. 1.40. Структурная схема передачи модуляции FSK двух уровней: VCO —
генератор управления напряжением
Карти-
рование
Фильтр
низких
частот
VCO
fd1 = ±1600 Гц
fd2 = ±4800 Гц
Рис. 1.41. Структурная схема передачи модуляции FSK четырех уровней
VCO
Фильтр
низких
частот
Карти-
рование
Упро-
щение
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов
Мы должны прежде всего сказать, что проведена и продолжает проводиться
огромная работа по стандартам, которую, в сущности, можно подразделить
на две области. Первая область ставит своей целью сохранить действие опре-
деленных стандартов, которые уже успешно развернуты и введены в дейст-
вие, но оказались недостаточными для того, чтобы обеспечивать и удов-
летворять возрастающую потребность в емкости и сервисах наряду со
скоростями данных абонента, необходимыми для поддержания этих серви-
сов/видов применения.
Вторая область ставит своей целью создание новых стандартов (хотя неко-
торые из них создаются на основе существующих стандартов), которые при-
званы удовлетворить ожидаемый мировой рост емкости, а также обеспечить
увеличение скорости данных, необходимое для мультимедийных сервисов. Это
также можно называть эволюцией.
В результате существования этих областей мы становимся свидетелями
распространения стандартов, имеющихся в распоряжении производителей
терминалов и инфраструктуры. На рис. 1.42 показан эволюционный путь
определенных стандартов, который подтверждает наши предположения. Ана-
логичные наблюдения могут быть также сделаны по таким областям, как
WLAN (беспроводная локальная сеть) и WPAN (беспроводная персональная
сеть). Направление развития показано как функция времени по мере нашего
перемещения слева направо по странице. С течением времени и благодаря
прогрессу технологии мы можем отмечать для себя состояние электронных
устройств для массового потребления [36].
Конечный потребитель предпочел бы иметь при себе одно устройство, а не
множество устройств. Прилагаются огромные усилия, направленные на то,
чтобы сконструировать не только устройства, но также и сеть для поддержа-
ния конвергенции всех этих функций. Производитель какой-то конструкции
может сегментировать проблему на более мелкие проблемы, интегрируя функ-
ции по мере требований времени и рынка (см. рис. 1.43). Это также создает
несколько препятствий для провайдеров сервисов, поскольку у них должен
быть контент и виды применения (приложения) для обеспечения удовлетво-
ренности потребителя.
1.3.1. Маркетинговый обзор
В предыдущем подразделе мы представили путь развития сотовых стандартов.
Аналогичные пути существуют для персональной сети (PAN), а также беспро-
водной локальной сети (WLAN). Они также увеличивают скорости данных и
пропускную способность, не говоря уже об улучшении качества сервиса (QoS),
а также об определенном увеличении мобильности. Если мы просто сосредо-
точимся на скорости данных/пропускной способности, приведем для сравне-
ния рис. 1.44.
Наблюдения, которые можно сделать на основе вышесказанного, заклю-
чаются в том, что системы PAN и WLAN растут вверх и вправо (в область
большего охвата или увеличения мобильности), в то время как сотовые сис-
56 Глава 1. Тематика беспроводной связи
темы растут прямо вверх. Стоит упомянуть, что, поскольку сотовые системы
связаны со средами, находящимися под крышей и внутри помещений, а так-
же высокоскоростными средами транспортных средств, фактический уклон
графика скоростей данных сотовой пропускной способности будет стремить-
ся к отрицательным значениям. Уклон имеет отношение к поддержанию мо-
бильности.
В этой связи могут иметь место несколько сценариев; давайте рассмотрим
два таких сценария. Первый заключается в том, что WLAN + PAN будут про-
должать расти с большей скоростью по сравнению с WAN. В этом случае
WLAN + PAN обеспечивают решения, сотовые системы обеспечивают другое
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов 57
Рис. 1.42. Эволюционный путь некоторых беспроводных стандартов: IS-136,
IS-95, IS-2000 — международные стандарты; GSM — глобальная сис-
тема мобильных коммуникаций; GPRS — система пакетной радио-
связи общего пользования; EDGE — развитие стандарта GSM с уве-
личенной скоростью передачи данных; UMTS FDD — универсальная
система мобильной связи, дуплекс с частотным интервалом каналов;
HSDPA — технология высокоскоростной мобильной передачи дан-
ных; HSUPA — технология высокоскоростной пакетной передачи
данных в направлении «от абонента»; LTE — долговременный про-
цесс эволюционного развития систем связи; UMTS TDD — универ-
сальная система мобильной связи, дуплексная связь с временным
разделением; TD-SCDMA — множественный доступ с синхронным
разделением по времени и коду; EV-DO — эволюционировавшая
оптимизированная передача данных; EV-DV — эволюционировавшая
оптимизированная передача голоса и данных
IS-136
GSM
Эволюция
GPRS EDGE
Эволюция
EDGE
UMTS
FDD
HSDPA HSUPA LTE
UMTS
TDD HSDPA & HSUPA
Китай, TD-SCDMA
IS-95 IS-2000 EV-DO EV-DV
4G
решение, а сближение продолжается, пока существуют значительные преиму-
щества одного метода по сравнению с другим.
Второй сценарий заключается в том, что WAN (сеть беспроводного досту-
па) в значительной степени приближается к пропускной способности
WLAN + PAN (беспроводная локальная сеть + персональная сеть). В этом слу-
чае WLAN + PAN должны по крайней мере выигрывать в графике затрат.
WAN столкнется с проблемами роста в сохранении мобильности при значи-
58 Глава 1. Тематика беспроводной связи
Обеспечение мобильности
Рис. 1.44. Общий обзор тенденций в области беспроводных систем: WLAN —
беспроводная локальная сеть; LTE — долговременный процесс эво-
люционного развития систем связи; HSDPA/EV-DO — технология
высокоскоростной мобильной передачи данных/эволюционировав-
шая оптимизированная передача данных; WCDMA — широкополос-
ный CDMA; EDGE — развитие стандарта GSM с увеличенной ско-
ростью передачи данных; GSM — глобальная система мобильных
коммуникаций; IS-95 — международный стандарт-95
Скорости данных
Передача
битов
Рис. 1.43. Сближение сервисов
Беспроводная локальная
сеть
Игры Передача битов, сверхши-
рокополосная, короткоди-
апазонная связь
Цифровой
фотоаппарат
Видеокамера
Аудиопроигрыватель
Интернет
Сотовый
телефон
Устройство глобальной
системы позиционирования
Переносной компьютер
(ноутбук)
Мобильное ТВ/
ТВ интернет-протокола
тельном увеличении скоростей данных пользователя. Мы можем и далее раз-
вивать данную концепцию и прийти к пониманию того, что существует необ-
ходимость в сервисах PAN, WLAN и WAN, и отсюда создание устройств, в
которых эти конвергированные сервисы соединены в одну платформу, являет-
ся весьма желательным. Интеграция данных технологий в терминал представ-
ляет собой сложную задачу. Давайте посмотрим упрощенную структурную
схему аппарата на рис. 1.45, где мы подчеркиваем фактическое месторасполо-
жение вышеуказанных сервисов внутри аппарата (см. рис. 1.46).
Как вы можете видеть на рис. 1.46, сервисы WLAN + PAN находятся со
стороны видов применения (приложений) аппарата с возможным подключе-
нием к дополнительному или «добавляемому» устройству. Критической конст-
рукторской проблемой является одновременная работа всех/некоторых из этих
технологий. Теперь с появлением и внедрением технологии связи IP (интер-
нет-протокола), в частности VoIP (протокол передачи голоса/речи через Ин-
тернет), основное направление данного разделения (компоновки) может изме-
ниться.
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов 59
Рис. 1.45. Упрощенная функциональная обзорная схема аппарата
Процессор
передачи данных
Радио-
частота
Процессор видов
применения
(приложений)
Интерфейс
пользователя
Протокол Приложения
Управление первого слоя Управление приложениями
Рис. 1.46. Функциональное разделение между средствами связи и приложения-
ми: AGPS I/F — интерфейс технологии, ускоряющей «холодный
старт» GPS-приемника
Ра-
дио-
час-
тота
Обработка
модемом
BB
Обработка
кодером-
декодером
Управление
питанием
Батарея Память
Аудио-
кодер/
декодер
Видео-
кодер/
декодер
Интерфейс
мобильного ТВ
Интерфейс пер-
сональной сети
Дисплеи
Камера
AGPS I/F
Частотная
модуляция
Интерфейс
беспроводной
локальной сети
1.3.2. Знакомство с программно-определяемой
радиосистемой (SDR)
Существует множество причин и преимуществ создания платформы SDR [37].
Мы воспользуемся этим в качестве демонстрационного средства для обеспече-
ния многорежимного приемника для целей конвергенции.
Причин, почему компоненты WLAN (беспроводной локальной сети) и
WPAN (беспроводной персональной сети) находятся на стороне приложений
устройства связи, несколько. Вначале эти технологии (WLAN, BT, GPS,
UWB и т.д.) существуют главным образом в качестве одночипового реше-
ния, отделяя, таким образом, данную интеллектуальную собственность от
WAN, но в то же время позволяя рассматривать эти решения в качестве «до-
бавляемых» к PDA (персональному электронному помощнику) или сообще-
ству портативных компьютеров. Другая причина, если говорить с точки зре-
ния истории, — это то, что производители интегральных схем устройств
WAN, LWAN и PAN были разными. Существует очень небольшое число слу-
чаев, когда один и тот же производитель успешно обеспечивал бы все выше-
упомянутые решения. Однако картина менялась и продолжает меняться с те-
чением времени, появлением сервисов, расширением возможностей и
повышением требований.
В своем простейшем виде SDR относится к наличию возможности пере-
конфигурировать терминал (т.е. ручной аппарат) посредством программного
обеспечения. Более конкретно программное обеспечение должно также охва-
тывать пакет протоколов плюс приложения. Более того, мы должны сказать,
что будет иметь место некоторая функциональность (по крайней мере перво-
начально) в специализированном аппаратном обеспечении с дорожной кар-
той, впоследствии подлежащем переконфигурации. В простейшем виде SDR
предполагает способность изменения свойства терминала (или устройства) пу-
тем скачивания или изменения программного обеспечения, являющегося ре-
зидентом устройства. Это требует не только контроля радиочастоты, но также
обработки сигнала на нулевой частоте, что включает уровень 1, а также более
высокие уровни.
Наиболее вероятным способом создания терминала SDR является начало с
верха пакета протоколов и движение в направлении вниз. Как только вы при-
близитесь к физическому слою, вы, в сущности, будете работать при операци-
онной системе реального времени (RTOS) или ниже, поэтому следует прояв-
лять осторожность при рассмотрении различных реализаций. Существует
несколько опубликованных анализов необходимых операций обработки сигна-
лов в миллионах операций в секунду; эти данные приводятся в табл. 1.11 [38].
Таблица 1.11. Обработка сигналов. Оценка сложности
Сотовая система Сложность обработки
GSM 100 млн операций в секунду
IS-95 500 млн операций в секунду
WCDMA 5000 млн операций в секунду
Как показывают эти анализы сложности, наличие программируемого
устройства самого по себе может не быть наилучшим решением при рассмот-
рении последствий для стоимости устройства, размера, а также потребляемой
мощности [39—41].
Первоначально это может означать, что в той степени, в которой это ка-
сается физического слоя, мы можем использовать либо подход многоре-
жимного приемника, либо переконфигурируемый прогноз (это может также
принимать вид акселератора/сопроцессора и т.д.). Данная переконфигуриру-
емость может быть далее разделена на две части: наличие полной перекон-
фигурируемости в том же смысле, что и FPGA (программируемая пользова-
телем вентильная матрица), или наличие частичной переконфигурируемости.
Здесь мы выбираем пространство или векторное подпространство, если хоти-
те, и создаем функции в этом пространстве, которые являются переконфигу-
рируемыми. Например, можно создать двигатель расширенного спектра, ко-
торым можно манипулировать и который можно конфигурировать для
выполнения широкого разнообразия только стандартом расширенного спект-
ра. Отсюда, если вы стремитесь к стандарту TDMA, тогда вы либо перейдете
к точечному решению, либо создадите другой двигатель векторного про-
странства, нацеленный на математические операции, которые, как правило,
выполняются в системах TDMA.
Преимущества SDR:
• конечный пользователь получит более персонализированные и гибкие
услуги. Это позволит предпринять согласованные усилия для упрощения
международного роуминга;
• для провайдеров сервиса SDR предоставляется возможность оказания
персонализированных, более дифференциальных услуг с лучшей эффек-
тивностью. Все услуги будут предлагаться в надежде на увеличение дохо-
дов провайдеров;
• производители обменяют свои устройства с многоточечным решени-
ем на одну платформу (в идеале), которая позволит сэкономить площадь
и обеспечит более продолжительный срок службы продукции. Более
того, можно вести совместные разработки таких устройств.
Продолжая двигаться в таком направлении, мы должны упомянуть кон-
цепцию когнитивного радио [42]. В данном случае устройство не только об-
ладает возможностью изменять свои свойства посредством изменения про-
граммного обеспечения, оно может почувствовать имеющийся спектр и
затем принять решение, какая полоса является лучшей для работы, а также
какой технологией пользоваться. В настоящее время ручные аппараты скон-
струированы с учетом секций радиочастоты двойной, а также четверичной
полосы. По мере предоставления большего количества полос эти количества
будут увеличиваться. Если предполагаемая зона не включена в ручной аппа-
рат, сконструированный в настоящее время, тогда секция радиочастоты руч-
ного аппарата будет переконструирована, с тем чтобы учесть изменение час-
тотной полосы. На первый взгляд мы видим необходимость в таком радио в
области военной связи. Когда войска развернуты, чаще всего частотные по-
лосы являются разными, а также присутствуют возможные помехи. Данное
1.3. Причины конвергенции беспроводных сервисов 61
когнитивное радио, по сути, будет сканировать частотные полосы, для того
чтобы выделить безопасные и надежные частотные полосы и затем исполь-
зовать их для связи. Можно рассмотреть потенциал различных стандар-
тизированных эфирных комплектаций, поскольку данное рассмотрение пер-
воначально было посвящено программно-определяемому радио. Или
когнитивное радио может использовать новый и неинтрузивный эфирный
интерфейс. Существует множество вопросов и возможностей, которые по-
требуют внимания научно-исследовательских кругов, для того чтобы найти
ответы на них. Другой вид применения — сфера быстрого реагирования
(т.е. экстренная медицинская помощь, безопасность и т.д.). В этом случае
терминалы будут сканировать другие частоты и выбирать другую RAT (техно-
логию радиодоступа) для использования, благодаря которой можно обеспе-
чить максимальную надежность связи.
1.3.3. Архитектура переконфигурируемого модема
В данном подразделе мы обратимся к вопросу переконфигурируемых архитек-
тур с точки зрения их использования вместо или совместно с подходом, пред-
усматривающим применение SDR, который обсуждался выше. Если мы еще
раз обратимся к упрощенной структурной схеме терминала, которая была по-
казана ранее, мы сможем понять подход «Velcro», изображенный на рис. 1.47.
В данном случае точечные решения интегрируются для уменьшения про-
странства для плат, перечня компонентов, объема телефона и, конечно, ведо-
мости материалов. Но со временем может быть целесообразным проследить
математическую составляющую, заложенную в каждый из стандартов, и обсу-
дить схожесть налагающихся друг на друга областей.
Переконфигурируемый
Рис. 1.47. Многофункциональный терминал: AGPS — технология, ускоряющая
«холодный старт» GPS-приемника; WLAN — беспроводная локаль-
ная сеть
Радио-
час-
тота
Обработка
нулевой
частоты
Переда-
ча битов
Сверхширо-
кая полоса
AGPS WLAN
Например, WLAN и сотовая система, в которых используется OFDM
(мультиплексирование с ортогональным делением частот), могут повторно или
совместно использовать приемник на базе общей частотной области с измене-
нием соответствующих параметров. Аналогичным же образом системы DSSS
(расширение спектра с применением кода прямой последовательности) могут
быть способны размещать один двигатель реконфигурируемой скорости пере-
дачи элементов сигнала.
В период этой начальной эры конвергенции время, деньги и здравый
смысл диктуют жизнеспособность точечных решений. Однако со временем и
с изменением технологической картины может возобладать какое-либо альтер-
нативное решение.
1.4. Вероятностный анализ
и анализ обработки сигналов
В данном разделе мы представим краткий обзор соответствующей вероятности
и статистической обработки сигнала. Мы воспользуемся этими уравнениями
для описания и анализа свойства сигнала и функций обработки сигнала [43, 44].
1.4.1. Статистическая основа
Случайная переменная описывается функцией распределения (CDF), которая
определяется следующим образом:
F x P ( ) (X x) ( #x# ). (1.16)
Она ограничена интервалом 0 Ѕ F(x) Ѕ 1 с дополнительными ограничения-
ми F(
) = 0 и F ( ) = 1.
Производная CDF описывается функцией плотности вероятности (PDF),
которая определяется как
p x
d
dx
( ) F(x) ( # x # ). (1.17)
PDF всегда является положительной функцией с общей площадью, равной 1:
p(x)dx
1. (1.18)
Теперь, используя предыдущие определения, мы переписали отношение
между CDF и PDF:
F x P X x p v dv
x
( ) ( ) ( )
. (1.19)
Далее мы представляем несколько методов, используемых для анализа слу-
чайной переменной. Среднее значение случайной переменной Х определяется
следующим образом:
E{X} mx xP(x)dx
. (1.20)
1.4. Вероятностный анализ и анализ обработки сигналов 63
E{ } g — это среднее значение случайной переменной g. Среднее значение — это
линейный оператор со следующими свойствами (исходя из того, что К — это
константа):
E Kg { } K E{g}, (1.21)
E{g
y} E{g}
E{y}. (1.22)
Дисперсия случайной переменной определяется следующим образом:
Var{g} E{[g E{g}]2}, (1.23)
что можно представить (с учетом вышеуказанных определений) как
$2g g mg2pgdg
( ) () . (1.24)
Принимая допущение, что среднее значение является константой, получаем:
Var{g} E{g2} [E{g}]2. (1.25)
Var{ } g — это дисперсия случайной переменной g. Дисперсия используется для
измерения разброса g относительно ее среднего значения. Квадратный корень
колебания называется среднеквадратичным отклонением анализируемой слу-
чайной переменной.
Широко используемая случайная переменная — это гауссова или нормаль-
ная случайная переменная. PDF определяется следующим образом:
p x e
x mx
( )
( )
1
2
2
2 2
$
$. (1.26)
CDF определяется следующим образом:
F x
( )
x mx
1
2
1
2
erf
$
, (1.27)
где erf(x) — это функция ошибки (интеграл ошибок), которая определяет-
ся как
erf(x) et dt
x
2 2
0
. (1.28)
Значение CDF с точки зрения дополнительной функции ошибок:
F x
( ) x mx
1
1
2 2
erfc
$
, (1.29)
где функция erfc(x) определяется наряду с ее отношением к ранее определен-
ной функции ошибки (интеграл ошибок):
erfc(x) et dt erf(x)
x
2
2 1
. (1.30)
1.4.2. Автокорреляция и спектральная плотность
мощности (PSD)
Давайте определим автокорреляцию случайного процесса Х(t) как функцию
двух временных моментов t1 и t2
R t t x(1, 2) E{x(t1)x(t2)}, (1.31)
которую можно выразить следующим образом, если принять допущение, что
% t2 t1:
Rx(%) E{x(t
%)x(t)}. (1.32)
Рассмотрим воздействия линейного фи-
льтра на случайный процесс. На рис. 1.48
случайная переменная Х(t) вводится в
фильтр с импульсной передаточной функ-
цией h(t).
Выход фильтра легко записывается в область времени путем свертки им-
пульсной передаточной функции фильтра с помощью входного сигнала:
Y(t) h( )X(t )d
% %%. (1.33)
С помощью частотной области мы можем просто записать спектральную
плотность мощности (PSD) входа (Вт/Гц):
SX f RX e d
( ) ( ) j fr
% 2 %. (1.34)
PSD выхода линейного фильтра:
SY(f) &H(f)&SX(f) 2 . (1.35)
Теперь давайте применим вышеуказанные наблюдения к случаю, когда
линейный инвариантный во времени фильтр возбуждается белым гауссовым
шумом N(t). PSD имеет значение:
S f
N
N
( ) o
2
(1.36)
и показана графически на рис. 1.49.
1.4. Вероятностный анализ и анализ обработки сигналов 65
Рис. 1.48. Пример свертки фильтра
Рис. 1.49. Спектральная плотность мощности белого шума
Чтобы получить функцию автокорреляции, мы воспользуемся обратным
преобразованием Фурье:
R
N
N
(%) o (%)
2
, (1.37)
где ( ) t — дельта-функция Дирака равная 1 при t = 0. Функция актокоррекции
графически представлена на рис. 1.50.
Это показывает, что если мы возьмем два различных образца данного сиг-
нала шума, они не будут скорректированы относительно друг друга. Теперь
давайте вставим идеальный фильтр низких частот шириной полосы BW; тогда
PSD на выходе фильтра составит:
S f
N
f
f
Y
o
( )
| |
'
2
0
BW BW
BW
. (1.38)
Обратное преобразование Фурье дает следующую функцию автокорреляции:
R
N
Y e d
j f
BW
BW
(%) %%
0 2
2
; (1.39)
R
N BW
Y ( )
sin( ) %
%
%
0
2
2
. (1.40)
1.5. Представление полосовых сигналов
и подсистем
В данном разделе мы приводим перечень инструментов, которые читатель
может использовать для анализа полосовых сигналов и систем. Для анализа
сигналов будет использовано его описание с помощью комплексной огибаю-
щей, причем только в данной книге.
Рис. 1.50. Функция автокорреляции белого шума