Техносфера - Применение высокоскоростных систем

Содержание

РАЗДЕЛ 1: ВЫСОКОСКОРОСТНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДАННЫХ

Выбор преобразователя данных: Не только разрядность и скорость

Архитектуры АЦП, области применения, разрешение, скорости выборки

АЦП последовательного приближения

Типичная система сбора данных

Базовая схема АЦП последовательного приближения (АЦП с вычитанием обратной связи)

Диаграмма работы типичного АЦП последовательного приближения

-хразрядный ЦАП на переключаемых конденсаторах

Современный 12-разрядный АЦП последовательного приближения со скоростью преобразования 1,5 MSPS и 8-канальным входным мультиплексором

AD7641 - 18-разрядный АЦП семейства PulSAR® с производительностью 2 MSPS

Сопряжение АЦП с низким напряжением питания с сигналами промышленного уровня

AD7328 - 13-разрядный iCMOS™ АЦП производительностью 1 MSPS c истинно биполярными входами

Конвейерные АЦП

Архитектуры АЦП, области применения, разрешение, скорости дискретизации

-хразрядный параллельный преобразователь

-разрядный двухкаскадный субинтервальный АЦП

Диаграммы напряжений на входе 2-го каскада субАЦП

-разрядный субинтервальный АЦП с коррекцией ошибок N1 = 3, N2 = 4

Обобщенные конвейерные ступени в субинтервальном АЦП с коррекцией ошибок

Тактирование конвейерных АЦП

Типичная временная диаграмма для 12-разрядного АЦП AD9235 с производительностью 65 MSPS

Заключение: сравнение конвейерных АЦП и АЦП последовательного приближения

Измерение динамических характеристик АЦП

Важные параметры АЦП по переменному току

Шум квантования идеального АЦП

Спектр шума квантования

ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ/(ШУМ И ИСКАЖЕНИЯ) (SINAD), ЭФФЕКТИВНАЯ РАЗРЯДНОСТЬ (ENOB), ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ/ШУМ (SNR), ОБЩИЕ НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ (THD)

SINAD и ENOB 14-разрядного АЦП AD9244 со скоростью преобразования 65 MSPS для входного сигнала с размахом 1 В и 2 В

Соотношения между SINAD, SNR и THD

Анализ динамических характеристик АЦП методами БПФ

Идеальный 12-разрядный АЦП, вход 2,111 МГц, fS = 82 MSPS, среднее по 5 БПФ, M = 16384

Расположение составляющих искажений: Входной сигнал = 7 МГц, частота дискретизации = 20 MSPS

Динамический диапазон, свободный от гармоник (SFDR) в коммуникационных системах

Интермодуляционные гармоники второго и третьего порядка при f1 = 5 МГц, f2 = 6 МГц

Двухтональный SFDR 14-разрядного АЦП со скоростью 80/105 MSPS Частоты тонов 55,25 МГц и 56,25 МГц

Выбор между SNR, SFDR и полосой частот при разных уровнях потребляемой мощности

Компромиссы между SNR, SFDR и полосой частот на примере упрощенной модели выборки-хранения

Дрожание фазы тактирования выборки и дрожание апертуры увеличивают шумы АЦП

Зависимость теоретических величин SNR и ENOB, ограниченных фазовым шумом, от частоты полномасштабного аналогового входного синусоидального сигнала

Применение высокоскоростных АЦП в программной радиосвязи

Аналоговый супергетеродинный приемник стандарта AMPS (Advanced Mobile Phone Service)

Типовые программные радиоприемник и передатчик с дискретизацией ПЧ

Субдискретизация и перенос частоты между зонами Найквиста

Влияние сочетания субдискретизации и передискретизации на коэффициент обработки

Дискретизация с частотой 61,44 МГц четырех входных каналов WCDMA с центральной частотой 46,08 МГц преобразователем AD9444

Типичный радиочастотный спектр многоканального приемника CDMA2000

Схемы квадратурной цифровой модуляции

Зависимость частоты ошибок по битам от отношения несущая/шумы (C/N)

Широкополосный приемник стандарта GCM 1800/1900 МГц

Требования стандарта GSM 1800/1900 МГц по уровню помех

Двухтональные интермодуляционные искажения в многоканальной системе (GCM-1800/1900 МГц)

Примерные требования распространенных стандартов беспроводной связи к широкополосным АЦП

Обработка сигналов изображений сенсорных матриц цифровых фото/видео камер

Линейные и плоские матрицы ПЗС

Выходной каскад и формы сигналов

Двойная коррелированная выборка

Процессор сигналов ПЗС матрицы с генератором синхросигналов Precision Timing™ AD9898

Применение АЦП в видеотехнике

Модель формирования композитного видеосигнала из RGB компонентов

Аналоговые разъемы на приемниках высокого класса

Видео декодеры и кодеры для телевидения высокой четкости

Важнейшие характеристики АЦП для работы с видеосигналами

-разрядный видеодекодер стандартного разрешения ADV7180

Электроника интерфейса плоскопанельных дисплеев

Аналоговый и цифровой интерфейсы плоскопанельных дисплеев

Аналоговый интерфейс плоскопанельного дисплея AD9888 со скоростью 100/140/170/205 MSPS

Применение высокоскоростных АЦП в ультразвуковых приборах

Сравнение аналоговых и цифровых методов формирования пучка в ультразвуковых применениях

Компенсация ослабления сигнала в тканях тела усилителем с временной регулировкой усиления

Узел многоканального ультразвукового прибора на AD8334 и AD9228 с потреблением 264 мВт/канал

Основные требования к АЦП, применяющимся в УЗ системах

Оценочные комплекты АЦП и средство моделирования ADIsimADC®

Оценочный комплект Analog Devices - буфер FIFO для высокоскоростных АЦП

Плата с матричной БИС FPGA для преобразовании интерфейса LVDS

Средство моделирования ADIsimADC®

Моделирование АЦП при помощи ADIsimADC®

Работа с программой ADIsimADC®

Выходной график БПФ 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246 при fin = 2,211 МГц, fS = 125 MSPS

Выходной график БПФ 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246 при fin = 170,111 МГц, fS = 125 MSPS

Выходной график SFDR 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246 при качании амплитуды сигнала. fin = 170,111 МГц, fS = 125 MSPS

Выходной график SFDR 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246 при качании частоты сигнала fin от 2 до 170 МГц, fS = 125 MSPS

Усреднение БПФ и опции окна

Он-лайн версия программы ADIsimADC

РАЗДЕЛ 2: ОПТИМИЗАЦИЯ ИНТЕРФЕЙСОВ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ДАННЫХ

Обзор интерфейсов преобразователей данных

Общие тенденции развития преобразователей данных, затрагивающие их интерфейсы

Согласование аналогового входа АЦП

Неидеальным аналоговым входам АЦП требуются подходящие согласующие усилители

Несимметричные согласующие усилители с непосредственной связью

Схемы усиления и сдвига уровня на ОУ

Несимметричная схема усиления и сдвига уровня требует ОУ с Rail-to-Rail выходом

Истинный Rail-to-Rail входной каскад

Выходной каскад распространенных ОУ

Почти Rail-to-Rail выходные каскады

Входная цепь 12-разрядного 3 MSPS АЦП AD7276 с питанием 2,35-3,6 В

Непосредственное подключение к АЦП AD7276 источника сигнала с низким выходным сопротивлением

Для согласующего усилителя на ОУ к АЦП AD7276 требуется ОУ с двумя источниками питания

Дифференциальные согласующие усилители для АЦП

Упрощенная схема небуферированной КМОП входной цепи выборки и хранения на переключаемых конденсаторах

Типичные помехи переключения на несимметричном (A) и дифференциальном (B) входах АЦП с КМОП переключаемыми конденсаторами

Преимущества дифференциальных интерфейсов аналогового входа преобразователей данных

Согласующий усилитель ADA4941 для АЦП AD7690 PulSAR® в схеме с однополярным питанием +5 В

Место включения помехоподавляющего фильтра, снижающего шум ОУ

Соотношение между эквивалентной шумовой полосой фильтра и 3-хдецибельной полосой фильтра Баттерворта

Согласующий усилитель ADA4922-1 для 18-разрядного АЦП iCMOS PulSAR AD7634 в схеме с питанием ±12 В

Схема сдвига уровня со связью по постоянному току для возбуждения входа АЦП AD922x

Функциональная и эквивалентная схемы дифференциальных согласующих усилителей AD813x и AD493x

Возбуждение 12-разрядного 20/40/65 MSPS АЦП AD9235 видеосигналом через усилитель AD8138

Применение усилителя ADA4937-1 с АЦП AD6645 в схеме с питанием +5 В и непосредственной связью

Применение усилителя ADA4938-1 при питающем напряжении 10 В с АЦП AD9446

Применение усилителя ADA4938-1 при питающем напряжении 10 В с АЦП AD9445

Применение усилителя ADA4938-1 при питающем напряжении ±5 В с АЦП AD9246 с питанием +1,8 В

Модели буферированных (BiCMOS) и небуферированных (КМОП) входных цепей конвейерных АЦП

Схемы буферированных и небуферированных дифференциальных входов АЦП

Модели буферированных и небуферированных входов АЦП для определения входного импеданса

Входной импеданс (последовательная модель) 12-разрядного 80 MSPS АЦП AD9236 в режимах слежения и хранения

Преобразование последовательной эквивалентной схемы в параллельную и наоборот

Параллельное представление входного импеданса небуферированного КМОП АЦП (AD9236) в режиме слежения

Основные принципы резонансного согласования

Пример резонансного согласования: Возбуждение 12-разрядного 80 MSPS АЦП AD9236 усилителем с переменным коэффициентом усиления AD8370 сигналом ПЧ 70 МГц

Проект интерфейса AD8370/AD9236 для сигнала ПЦ 70 МГц: антиалиасный фильтр и резонансное согласование

Моделированный отклик интерфейса

До и после добавления цепи резонансного согласования и антиалиасного фильтра

Пример широкополосного согласования: Согласование 14-разрядного буферированного 125 MSPS АЦП AD9445 усилителем с переменным коэффициентом усиления AD8352

Согласование 14-разрядного 125MSPS АЦП AD9445 дифференциальным усилителем AD8352 с полосой пропускания 2 ГГц

Данные БПФ для AD9445, согласованного усилителем AD8352, при входном сигнале с частотой 98,9 МГц и частоте дискретизации 105 MSPS

Трансформаторное согласование

Трансформаторная связь источника видеосигнала с 16-разрядным буферированным 80/100 MSPS BiCMOS АЦП AD9446

Сравнение согласования дифференциальными усилителями и трансформаторами

Вносимые потери и обратные потери трансформатора

Характеристики симметрирующего трансформатора TC1-1-13M ф. Mini-Circuits

Схемы дискретизации видеосигнала А/Ц преобразователями с буферированными входами

Улучшение характеристик на частотах выше 100 МГц двухтрансформаторной схемой

Снижение второй гармоники искажений в схеме с двумя трансформаторами на 10,5 дБ при частоте ПЧ 290 МГц

Схема входной части для АЦП с переключаемыми конденсаторами для широкополосного сигнала

Пример разработки с резонансным трансформаторным согласованием: КМОП АЦП с небуферированным входом, частота ПЧ 170 МГц, частота дискретизации 65 MSPS

Пример разработки: сигнал ПЧ 170 МГц дискретизируется с частотой 65 MSPS

Пример разработки: требования к системе и требования к АЦП

Пример разработки: характеристики исходной схемы с АЦП AD9238 без резонансного и импедансного согласования

Пример разработки: Определения начальных значений параллельных R и L

Пример разработки: АЦП с переключаемыми конденсаторами AD9238 - подбор элементов схемы для получения требуемых характеристик

Пример разработки: Окончательная схема входного резонансного согласования

Пример разработки: АЦП с переключаемыми конденсаторами AD9238 - окончательные результата - полоса пропускания и неравномерность АЧХ в полосе пропускания

Заключительный обзор типовых задач входных интерфейсов высокоскоростных АЦП

Ссылки

Драйверы тактовых сигналов

Влияние фазового шума тактовой частоты дискретизации при идеальном преобразовании синусоидального сигнала

Теоретическая зависимость SNR и ENOB, вызванных фазовым шумом от частоты полномасштабного аналогового сигнала

Величины дрожаний фазы, добавляемых логическими вентилями/драйверами

Вычисление дрожания фазы через фазовый шум

Вычисление дрожания фазы кварцевого генератора на 100 МГц

Источник тактового сигнала с ультранизким (<100 пс) дрожанием фазы

Использование фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) и полосового фильтра для улучшения сигнала шумящего источника тактового сигнала

Требования к генератору в зависимости от разрядности АЦП и частоты входного аналогового сигнала

Формирователь тактового сигнала от прямоугольного или синусоидального напряжения несимметричными КМОП драйверами питанием 1,8 или 3 В

ПЭСЛ драйвер с малым дрожанием фазы, преобразующий несимметричный тактовый сигнал в дифференциальный

Выходы данных АЦП

Типичный КМОП драйвер цифрового выхода

Использование последовательного резистора на КМОП цифровых выходах для уменьшения токов заряда внешней емкости

Драйвер LVDS по технологии КМОП

Счетверенный 12-разрядный 40/60 MSPS АЦП AD9228 с питанием 1,8 В и интерфейсом LVDS

Временная диаграмма выходных данных LVDS АЦП AD9228

Заключение по выходам

РАЗДЕЛ 3: ЦАП, DDS, ФАПЧ, И РАСПРЕДЕЛЕНИЕ ТАКТОВОЙ ЧАСТОТЫ

Высокоскоростные КМОП ЦАП

Переключатели тока на p-МОП транзисторах

Высокоскоростной 3-хразрядный ЦАП с комплементарными токовыми выходами

Высокоскоростной 3-хразрядный ЦАП термометрической архитектуры с комплементарными токовыми выходами

Типичное ядро 14-разрядного сегментированного ЦАП семейства TxDAC®

Расположение первых девяти гармоник при выходном сигнале частотой 7 МГц и скорости обновления 20 MSPS

Измерение искажений и SNR ЦАП аналоговым спектральным анализатором

Спектр выходного сигнала ЦАП с огибающей вида sin(x)/x (амплитуда нормализована)

ЦАП с интерполированной передискретизацией

Представление передискретизации и интерполяции в временном домене

Использование программы расчета гармоник образов ЦАП "DAC Harmonic Image Tool"

Использование программы расчета гармоник ЦАП (идеальный ЦАП) Расположение 2-й гармоники искажений

Использование программы расчета гармоник ЦАП (идеальный ЦАП) Расположение 3-й гармоники искажений

Использование программы расчета гармоник ЦАП (Интерполирующий ЦАП AD9777 семейства TxDAC)

Применение ЦАП в передатчиках

Применимость критерия Найквиста к интерполирующим и модулирующим ЦАП

Категории ЦАП семейства TxDAC®

Два распространенных способа преобразования частоты вверх

AD9779 - многоканальный WCDMA тракт с 4-хкратной интерполяцией, fDATA = 122,88 MSPS, модуляция fDAC /4

/14/16-разрядные сдвоенные 1 GSPS ЦАПы AD9776/AD9778/AD9779

AD9957 - "смесительный" 1 GSPS ЦАП для квадратурного цифрового преобразования частоты (QDUC)

Буферирование выходов ЦАП

Обобщенная модель выходного каскада высокоскоростных КМОП ЦАП (например, семейств AD978x, AD977x)

Связь через дифференциальный трансформатор

Выход с трансформаторной связью ЦАП AD9786 на оценочной плате

Связь по постоянному току дифференциального выхода с применением ОУ с двумя источниками питания

Связь по постоянному току дифференциального выхода с применением ОУ с одним источником питания

Буферирование выхода высокоскоростного ЦАП при помощи дифференциальных ОУ AD813x или ADA493x

Оценочные аппаратные и программные средства ЦАП

Система Группы Analog Devices Inc. по высокоскоростным преобразователям для тестирования параметров ЦАП

Высокоскоростной генератор паттернов для ЦАП (DPG) - 1

Высокоскоростной генератор паттернов для ЦАП (DPG) - 2

Высокоскоростной генератор паттернов для ЦАП (DPG) - 3

Программа VisualDAC™

Прямой цифровой синтез

Гибкая система прямого цифрового синтеза (DDS)

Прохождение сигнала по архитектуре DDS

Влияние на SFDR соотношения частоты обновления и частоты выходного сигнала (на примере идеального 12-разрядного ЦАП)

GSPS DDS AD9858 с фазовым детектором и аналоговым перемножителем

Однопетлевой преобразователь частоты вверх на AD9858

Метод SpurKiller

AD9911 - DDS, работающий по принципу SpurKiller до частоты 500 МГц

Результаты применения методики SpurKiller (на выходном спектре DDS)

Интерактивный он-лайн инструмент разработки схем с DDS (ADIsimDDS)

Главный экран инструмента разработки DDS

Инструмент разработки DDS: табличное представление гармоник

Инструмент разработки DDS: опции экрана и выбор фильтра

Фазовая автоподстройка частоты

Базовая схема фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ)

Фазовый/частотный детектор (ФЧД), управляющий накачкой заряда

Добавление в базовую схему ФАПЧ делителя опорной частоты и предварительного делителя частоты

Добавление в схему ФАПЧ предварительного делителя с двойным переключаемым коэффициентом деления

Основные характеристики ФАПЧ

Фазовый шум и гармоники генератора

Зависимость фазового шума (в дБс/Гц) от частоты смещения

Интегрированная система ФАПЧ семейства ADF4360

Функциональная схема приборов семейства ADF4110

Сравнение целочисленных и дробных синтезаторов

Синтезатор с дробным N ADF4153

Работа ADF4153 в режиме минимальных шумов при N = 8581/130

Работа ADF4153 в режиме минимальных гармоник при N = 8581/130

Программа для разработки ФАПЧ

Процесс разработки с применением ADIsimPLL

Панель данных и панель результатов во временном домене

Результаты моделирования в частотном домене

Работа со схемой в ADIsimPLL

Литература по ФАПЧ

Генерация и распределение тактирующих сигналов

Параметры качества ИС генерации и распределения тактовых сигналов

Теоретическая зависимость SNR и ENOB, вызванных дрожанием фазы от частоты полномасштабного аналогового сигнала

Схема тактирования выборки АЦП низкочастотных сигналов

Генератор сигнала тактирования на 200 МГц с ФАПЧ

Упрощение схемы тактирования при помощи интегрального ФАПЧ ADF4360-8

Интегральный синтезатор и ГУН ADF4360-8 Выходная частота от 65 до 400 МГц

Дрожание фазы и фазовый шум у ADF4001 иADF4360-8

AD9540 - 655-мегагерцовый тактовый генератор с малым дрожанием фазы

Примеры распределения системного сигнала тактирования

AD9512 - ИС распределения тактового сигнала частотой до 1,2 ГГц

Оценочные наборы узлов тактирования

Интуитивный интерфейс пользователя оценочной платы выглядит как функциональная схема ИС

Программа разработки и моделирования ADIsimCLK

Функциональная схема интерфейса программы ADIsimCLK

Меню схемы в ADIsimCLK

Варианты конфигурации ADIsimCLK

Вывод данных в ADIsimCLK

В экране "Timing" можно строить диаграмму всех тактирующих сигналов

Генерация тактирующих сигналов с малым дрожанием фазы при помощи систем прямого цифрового синтеза (DDS)

Генерация тактирующих сигналов с помощью DDS

Установка для измерения дрожания фазы тактирующих сигналов, полученных от ИС генерации AD9515, управляемой DDS AD9958/AD9858

Новые ИС DDS - двухканальный AD9958 и четырехканальный AD9856 с очень малым дрожанием фазы

Подробные характеристики AD9958+AD9515 (из руководства по применению AN-823)

Заключение: Фазовое дрожание ИС тактирующих сигналов

РАЗДЕЛ 4: О ТОПОЛОГИИ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ. ИНСТРУМЕНТЫ РАЗРАБОТКИ ВЫСОКОСКОРОСТНЫХ СИСТЕМ

Земляная шина. Разработка топологии печатных плат

Помощь законов Кирхгоффа в определении падений напряжений в полной цепи

Более реалистичный взгляд на импеданс земляной шины

Токи цифровых сигналов через путь возврата аналогового сигнала создают погрешность напряжения

Расчет поверхностного и линейного сопротивления

Снижение точности прецизионного ОУ из-за общего тока по земле

Расчет индуктивности проводника круглого и прямоугольного сечения

Основные принципы индуктивной связи

Силовые линии магнитного поля и индуктивный контур (правило правой руки)

Снижение индуктивной связи правильным расположением проводников

Емкость между двумя параллельными пластинами

Эквивалентная схема емкостной связи

Прямое подключение высокоскоростного преобразователя к цифровой шине данных дает путь для помех

Частичное решение вопроса шумной шины данных

Правильное заземление ИС со смешанными сигналами с небольшими токами цифровых сигналов

Точки заземления и развязки

Зависимость SNR от частоты и дрожания фазы

ИС генерации и распределения тактирующих сигналов AD9510

Заземление ИС со смешанными сигналами на одной печатной плате (типичная оценочная/тестовая плата)

Заземление ИС со смешанными сигналами и сильными внутренними цифровыми токами на нескольких печатных платах

Дифференциальный сигнал тактирования выборки, или распределение данных от аналогового слоя земли к цифровому

Драйвер и приемник LVDS

Функциональная схема iCoupler

Принцип работы iCoupler

Фотография кристалла iCoupler

Прорезь на слое земли, перераспределяющий ток, улучшает точность

Влияние паразитной емкости в 10 пФ на инвертирующем входе усилителя на импульсную характеристику

Динамическая характеристика паразитной связи между дорожками печатной платы

Схема и топология печатной платы для источника тока с U-образной трассой и путь возвратного тока через слой земли

Прохождение постоянного тока (к рисунку 4.29)

Путь возврата переменного тока по слою земли с нулевым сопротивлением (слева) и конечным сопротивлением (справа)

Разрыв слоя земли увеличивает индуктивность цепи и повышает восприимчивость к внешним полям

Поверхностный слой в печатном проводнике

Поверхностный эффект печатного проводника над слоем земли

Микрополосковая линия передачи

Характеристическая емкость и время задержки распространения микрополосковой линии

Симметричная полосковая линия передачи

Характеристическая емкость и задержка распространения симметричной полосковой линии передачи

Печатные микрополосковые линии для двух пар сигналов LVDS

Развязка цепей питания

Зависимость коэффициента подавления помех по питанию от частоты у АЦП AD8099

Что такое правильная развязка?

Эквивалентная схема неидеального конденсатора с паразитными элементами

Зависимость импеданса Z(Ом) оксидного конденсатора емкостью 100 мкФ от частоты

Зависимость импеданса упрощенной модели танталового конденсатора от частоты

Некоторые типы диэлектриков конденсаторов, применяемых для развязки

Типы оксидных конденсаторов, применяемых в источниках питания

Подключение высокочастотного развязывающего фильтра

Резонансный контур, образованный схемой развязки по питанию

Влияние развязки на работу операционного усилителя AD8000

Коэффициент подавления помех по питанию усилителя AD8000

Схема измерения коэффициента подавления помехи по положительному источнику усилителя AD8000

График SNR оценочной платы AD9445 при правильной развязке

Цоколевка АЦП AD9445

График SNR оценочной платы AD9445 со снятыми с цепи аналогового питания конденсаторами

График SNR оценочной платы AD9445 со снятыми с цепи цифрового питания конденсаторами

Инструменты разработки высокоскоростных систем

Онлайн центр разработки Analog Devices

Обзор инструментов разработки

ADIsimOpAmp

Как использовать ADIsimOpAmp

ADIsimOpAmp (начальное окно)

ADIsimOpAmp: Мастер выбора

ADIsimOpAmp: Список для выбора

ADIsimOpAmp: Нормальные результаты работы

Окно ADIsimOpAmp: Предупреждение

Окно ADIsimOpAmp: Предупреждение (продолжение)

Окно ADIsimOpAmp: Ошибка

Окно ADIsimOpAmp - Режим SPICE

Сопровождение продукции фирмами Analog Devices и National Instruments

Обзор продукта Multisim

Разработка фильтра с применением Мастера фильтра

Выбор АЧХ фильтра, топологии фильтра, источника питания, синфазного напряжения и коэффициента передачи

Разработка Мастером каскада фильтра (верхняя часть экрана)

Разработка Мастером каскада фильтра (нижняя часть экрана)

Проект фильтра со списком элементов

Помощник подавления алиасов АЦП

Инструмент моделирования гармонических образов ЦАП

Калькулятор коэффициента усиления и сдвигов инструментального усилителя - AD623

Калькулятор коэффициента усиления и сдвигов инструментального усилителя - AD627

Интерактивный инструмент для дифференциального усилителя

Калькулятор диапазона синфазных напряжений и коэффициента усиления усилителя с активной обратной связью

Расчет суммарной погрешности ОУ (1)

Расчет суммарной погрешности ОУ (2)

Расчет суммарной погрешности ОУ (3)

Расчет суммарной погрешности инструментального усилителя (1)

Расчет суммарной погрешности инструментального усилителя (2)

Помощник конфигурирования регистров

Помощник конфигурирования ИС прямого цифрового синтеза (1)

Помощник конфигурирования ИС прямого цифрового синтеза (2)

Высокоскоростное преобразование данных

Применение высокоскоростных систем

1. Высокоскоростное преобразование данных
2. Оптимизация интерфейсов преобразователей данных
3. ЦАПы, ПЦС, ФАПЧ и распределение тактовой частоты
4. Средства разработки печатных плат

Авторские права © 2006, Analog Devices, Inc.
Все права защищены. Эта книга или ее части не могут быть воспроизведены в любой форме без разрешения обладателя авторских прав

РАЗДЕЛ 1
ВЫСОКОСКОРОСТНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ДАННЫХ

Скорость выборки преобразователя, разрешение, архитектуры, применения
АЦП последовательного приближения АЦП
Применение высокоскоростных АЦП в цифровом радиоприеме
Обработка изображений ПЗС/КСИ цифровых камер и камкордеров
Применение АЦП в видеотехнике
Электроника интерфейса плоскопанельных дисплеев
Применение АЦП в ультразвуковых устройствах
Оценочные комплекты АЦП и средства моделирования ADIsimADC®

Высокоскоростное преобразование данных
Выбор преобразователя данных

Выбор преобразователя данных – это не только разрядность и скорость

• Необходимые компромиссы
• Характеристики по постоянному и переменному току
• Потребление энергии
• Степень интеграции
• Простота применения
• Форматирование выходных данных
• Напряжение питания
• Размер корпуса
• Интегральная функциональность
• Цена
• Репутация производителя ИС
• Средства разработки
• Экспертиза применений
• Точная и лаконичная документация
• Помощь при выборе продукции

Правильный выбор АЦП для конкретной схемы из тысяч преобразователей, предлагаемых на рынке, может стать трудной задачей. Традиционный подход – взять руководства по выбору или обратиться к сайту производителя (подобному вебсайту Analog Devices). Введите скорость выборки, разрешение, напряжение источника питания и т.д., щелкните на кнопке «найти» – и надейтесь на лучшее. Но, может быть, есть более продуктивный подход к решению этой задачи?

Современные преобразователи данных различаются не только разрешением и скоростью (частотой выборки) и это намного усложняет процесс выбора. В первой главе обсуждаются основные архитектуры, характеристики и схемы применения высокоскоростных преобразователей. Автор считает, что понимание этих основ окажет неоценимую помощь разработчику в выборе и применении АЦП.

Архитектуры АЦП, области применения, разрешение, скорости выборки

[Рисунок без номера: надписи]

RESOLUTION (BITS) – Разрешение, бит
SAMPLING RATE – Частота дискретизации, Гц
INDUSTRIAL MEASUREMENT – Промышленные измерения
VOICEBAND, AUDIO – Звуковой диапазон, аудиоприложения
DATA ACQUISITION – Системы сбора данных
VIDEO, IF SAMPLING, SOFTWARE RADIO, ETC – Видео, преобразование ПЧ, программное радио
CURRENT STATE-OF-THE-ART (APPROXIMATE) – Приблизительное текущее достигнутое состояние
SAR – АЦП последовательного приближения
PIPELINE – Конвейерные АЦП

Современные области применения АЦП можно разделить на четыре широких сегмента: системы сбора данных, точные промышленные измерения, аудиоприложения и высокоскоростные приложения (термин «высокоскоростные» подразумевает скорости дискретизации выше 10 MSPS, хотя эта скорость взята несколько произвольно. Например, 18-разрядный АЦП последовательного приближения со скоростью выборки 2 MSPS определенно классифицируется как «высокоскоростной»). Для высокоскоростной обработки может быть применен любой из трех типов АЦП: АЦП последовательного приближения (SAR), сигма-дельта АЦП (∑-Δ) или конвейерные АЦП. Поэтому понимание основ этих трех наиболее распространенных архитектур АЦП имеет большое значение для правильного выбора преобразователя для конкретного применения.
На рисунке видно, как области применения и архитектуры АЦП соотносятся с разрешением (вертикальная ось) и скоростью дискретизации (горизонтальная ось). Штриховая линия представляет достигнутое на настоящее время (2006 г.) состояние этих параметров. Хотя и наблюдается некоторое перекрытие областей применения АЦП с различными архитектурами, каждому конкретному применению соответствуют АЦП определенной архитектуры.
Сигма-дельта архитектура доминирует в точных промышленных измерениях, в приборах звукового диапазона, в пространстве аудиоприложений. Эта архитектура подробно рассматривается в нижеприведенных ссылках. В нашей книге главное внимание уделено архитектуре преобразователей последовательного применения (SAR) и конвейерных АЦП
Рассмотрим сначала архитектуру SAR, которая наиболее распространена в системах сбора данных, особенно в тех, где требуется оцифровка большого числа каналов.

Walt Kester, Analog-Digital conversion, (Аналого-цифровое преобразование) Analog Devices, 2004, ISBN-0916550273 Chapter 3. Также доступно как Data Conversion Handbook, Elsevier-Newnes, 2005, ISBN: 0750678410, Chapter 3.

Высокоскоростное преобразование данных

АЦП последовательного приближения

www.analog.com/pulsar
www.analog.com/icmos

Высокоскоростное преобразование данных

Типичная система сбора данных

[Рисунок]

TRANSDUCER – Датчик
FILTER – Фильтр
OTHER CHANNELS – Другие каналы
MUX – Мультиплексор
REF – Опорное напряжение
SHA – УВХ (устройство выборки-хранения)
SAR ADC – АЦП последовательного приближения
TIMING – Тактирование
CHANNEL SEQUNSER – Перебор каналов
C – Микроконтроллер

На рисунке показана типичная система сбора данных. АЦП последовательного применения – основа этой системы.
Использование аналогового мультиплексора позволяет проводить процесс аналогово-цифрового преобразования в одном АЦП, вместо того, чтобы использовать АЦП в каждом отдельном канале. В прежние годы мультиплексор, схема выборки-хранения, источник опорного напряжения и АЦП с регистром последовательного приближения представляли собой отдельные ИС. Разработчик сам должен был конструировать схемы тактирования и перебора каналов.
Современная технология производства ИС позволяет все эти функциональные блоки (закрашенные) размещать в одном корпусе, обеспечивая, таким образом, на одном кристалле всю систему сбора данных полностью.
Последующее обсуждение покажет, почему именно АЦП последовательного применения обеспечивают для этих систем оптимальную архитектуру.
Более подробное описание архитектуры АЦП SAR можно найти в приведенных ниже ссылках.

1. Walt Kester, Analog-Digital conversion, (Аналого-цифровое преобразование) Analog Devices, 2004, ISBN-0916550273 Chapter 3. Также доступно как Data Conversion Handbook, Elsevier-Newnes, 2005, ISBN: 0750678410, Chapter 3.
2. Tutorial MT-021, Successive Approximation ADCs, (АЦП последовательного приближения) www.analog.com.

Базовая схема АЦП последовательного приближения
(АЦП с вычитанием обратной связи)

[Рисунок]

ANALOG INPUT – Аналоговый вход
SHA – УВХ
COMPARATOR – Компаратор
DAC – ЦАП
TIMING – Тактирование
CONTROL LOGIC: SUCCESSIVE APPROXIMATION REGISTER (SAR) – Управляющая логика: регистр последовательного приближения
CONVERT START –Начало преобразования
EOC – EOC (Конец преобразования)
DRDY – DRDY (Данные готовы)
OR – Или
BUSY – BUSY (Занят)
OUTPUT – Выход

АЦП последовательного приближения производит преобразование по команде. При установлении команды НАЧАЛО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ (отметим, что эта функция в конкретном случае может называться по-другому или комбинироваться с другой линией управления), устройство выборки-хранения (УВХ) переводится в режим хранения, а все биты регистра последовательного приближения, сбрасываются в положение «0», кроме самого старшего, на котором устанавливается «1». Сигнал с выхода регистра подается на вход внутреннего ЦАП. Если выход ЦАП больше, чем аналоговый вход, этот единичный бит сбрасывается, в противном случае остается в положении «1». Затем следующий по старшинству бит устанавливается в «1». Если выход ЦАП больше, чем аналоговый вход, этот бит в регистре сбрасывается, в противном случае остается «1». Процесс повторяется с каждым следующим битом. Когда все биты установлены, проверены, и соответственно сброшены или оставлены «1», содержание регистра последовательного приближения соответствует величине аналогового входа и преобразование завершено. В процессе преобразования проверенные биты могут стать основой для последовательного выхода (для варианта АЦП последовательного приближения с последовательным выходом).
Основная погрешность АЦП последовательного приближения определяется точностью внутреннего ЦАП.

1. Walt Kester, Analog-Digital conversion, (Аналого-цифровое преобразование) Analog Devices, 2004, ISBN-0916550273 Chapter 3. Также доступно как Data Conversion Handbook, Elsevier-Newnes, 2005, ISBN: 0750678410, Chapter 3.
2. Tutorial MT-021, Successive Approximation ADCs, (АЦП последовательного приближения) www.analog.com.

Диаграмма работы типичного АЦП последовательного приближения
[Рисунок]

SAMPLE – Выборка
CONVERSION TIME – Время преобразования
TRACK/ACQUIRE – Слежение/Выдача данных
OUTPUT DATA – Выход данных
DATA – Данные

На рисунке показана типичная диаграмма работы АЦП последовательного приближения. Окончание преобразования обычно индицируется сигналом EOC (end-of-convert – конец преобразования), DRDY (Data Ready – данные готовы) или сигналом BUSY (ЗАНЯТ, не-ЗАНЯТ – значит, преобразование завершено). Полярность и названия этих сигналов могут быть разными для разных АЦП, но основная концепция работы неизменна. В начале интервала преобразования сигнал становится высоким (или низким), и остается в этом состоянии до завершения преобразования, и в этот момент он становится низким (высоким). Задний фронт сигнала обычно указывает на то, что выходные данные действительны. Но надо внимательно изучить документацию на АЦП – у некоторых из них требуется дополнительная задержка, прежде чем данные станут действительными. N-разрядное преобразование занимает N шагов.
Точные названия, присвоенные этим функциям, могут отличаться от преобразователя к преобразователю, но у большинства АЦП последовательного приближения именно такие.
Также следует отметить, что для некоторых АЦП последовательного приближения, кроме команды НАЧАЛО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ, требуется внешнее высокочастотное тактирование, частота которого обычно лежит в диапазоне от 1 до 30 МГц в зависимости от времени преобразования и разрешения АЦП. Другие АЦП последовательного приближения имеют внутренний генератор для преобразования и требуют только команду НАЧАЛО ПРЕОБРАЗОВАНИЯ. Архитектура АЦП последовательного приближения обычно позволяет делать однократные преобразования с любой частотой повторения от нулевой до максимальной скорости преобразования преобразователя.
Отметим, что в конце периода преобразования, данные, соответствующие фронту тактового сигнала, доступны без «конвейерной» задержки. В отличие от конвейерных АЦП, у АЦП последовательного приближения отсутствует ограничение по «минимальной» скорости выборки. АЦП последовательного приближения могут работать непрерывно, или в «однократном» режиме. Это свойство особенно важно и удобно для схем с мультиплексированием.
Регистр последовательного приближения – устройство с последовательным выходом. Хотя есть многие варианты приборов и с параллельным выходом, тенденция развивается в направлении последовательного интерфейса (SPI, I2C и т.д.), потому что уменьшается число выводов, размер корпуса и стоимость.

3-разрядный ЦАП на переключаемых конденсаторах

[рисунок]

BIT – Разряд
CTOTAL = 2C – Cобщая = 2C
MSB – Старший значащий разряд (СЗР)
LSB – Младший значащий разряд (МЗР)
SWITCHES SHOWN IN TRACK (SAMPLE) MODE – Переключатели показаны в режиме слежения (выборки)

Точность и линейность внутреннего ЦАП определяют точность и линейность АЦП последовательного приближения в целом. В ранних SAR АЦП, например AD574 (промышленный стандарт), применялись внутренние ЦАП на тонкопленочных резисторах с лазерной подгонкой. Сейчас используются КМОП ЦАП с переключаемыми конденсаторами (другое название – с перераспределением заряда), показанный на рисунке. Точность соотношения емкостей определяется литографией и дополнительными конденсаторами и ключами, которые могут добавляться для подстройки как при изготовлении ИС, так и после, как часть процесса автокалибровки, проводимой на системном уровне после установки на нее. Кратко рассмотрим работу трехразрядного ЦАП, показанного на рисунке.
Переключатели в схеме показаны в режиме выборки (слежения), когда входное напряжение AIN постоянно заряжает или разряжает параллельное соединение всех конденсаторов. Режим хранения начинается при размыкании ключа SIN, при этом выбранное аналоговое входное напряжение остается на конденсаторах. После этого размыкается ключ SC и напряжение на узле A начинает меняться при манипулировании переключателями разрядов. Если все ключи S1, S2, S3 и S4 будут соединены с землей, на узле A появится напряжение, равное –AIN. Соединение S1 с опорным напряжением VREF добавляет к напряжению –AIN напряжение, равное VREF/2. Регистр последовательного приближения в зависимости от состояния выхода компаратора (высокий соответствует отрицательному напряжению на узле A, низкий – положительному) оставляет S1 подключенным к VREF или подключает его к земле. Аналогичный процесс потом повторяется с оставшимися двумя разрядами. По завершении интервала преобразования S1, S2, S3, S4 и SIN подключаются к AIN, SC подключается к земле, и преобразователь готов к следующему циклу.
Отметим, что дополнительный конденсатор на МЗР (C/4 в случае 3-разрядного ЦАП) требуется для того, тогда общая емкость конденсаторов былая равной 2C, чтобы при манипулировании отдельными битовыми конденсаторами получается точное двоичное деление.
Работа конденсаторного ЦАП аналогична работе ЦАП с резистивными делителями R-2R. При подключении конденсатора отдельного разряда к VREF общая емкость массива (2C) и конденсатор этого разряда образуют делитель. В результате к напряжению в узле A добавляется напряжение, эквивалентное весу этого разряда. При подключении конденсатора к земле такое же напряжение вычитается из узла A.

Современный 12-разрядный АЦП последовательного приближения c 8-канальным входным мультиплексором и скоростью преобразования 1,5 MSPS и
[рисунок. Аббревиатуры выводов ИС сохранились как в оригинале, т.е. не переводились]

8 INPUT CHANNELS – 8 входных каналов
I/P MUX – Входной мультиплексор
T/H – С/Х (Слежение / хранение)
SEQUENCER – Схема перебора каналов
12/10-BIT SAR ADC AND CONTROL – 12/10-разрядный АЦП SAR и схема управления
PARRALEL INTERFACE / CONTROL REGISTER – Параллельный интерфейс / регистр управления
Одним из недостатков архитектуры АЦП последовательного приближения на переключаемых конденсаторах являются помехи от токов переключения, которые могут попасть в аналоговый вход. Эти помехи можно устранить, если усилитель возбуждения (драйвер) будет подавлять токи помех в течение примерно половины периода преобразования. Однако многие АЦП последовательного приближения с переключаемыми конденсаторами способны работать с источниками сигналов напрямую, если их импеданс не превышает нескольких килоом.
Большинство современных АЦП имеют в своем составе встроенные мультиплексоры. Упрощенная блок-схема АЦП производительностью 1 MSPS серии AD79xx представлена на рисунке. AD7938/AD7939 – 12- и 10-разрядные высокоскоростные АЦП последовательного приближения с малой мощностью потребления и параллельным выводом данных. Они работают от одного источника питания напряжением от 2,7 до 5,25 В и обеспечивают производительность до 1,5 MSPS. Малошумящий широкополосный усилитель слежения/хранения может работать с входными сигналами частотой до 20 МГц. AD7938/AD7939 имеют 8 каналов аналогового входа и схему перебора каналов для выбора каналов, которые будут последовательно преобразовываться. Эти ИС могут работать как через несимметричные (заземленные), так и полностью дифференциальные или псевдодифференциальные аналоговые входы. Конфигурация аналоговых входов выбирается установкой соответствующих битов в регистре управления АЦП.
Внутри AD7938/AD7939 находится прецизионный источник опорного напряжения 2,5 В, который может использоваться при аналого-цифровом преобразовании. Вывод этого напряжения может быть альтернативным, если добавить внешнее опорное напряжение от 100 мВ до 3,5 В. Этот вывод можно использовать и для дополнительной фильтрации опорного напряжения от шумов.
Технология производства этих ИС позволяет достичь высокой производительности при очень малой потребляемой мощности. Схемы имеют также гибкие варианты управления питанием. Регистр управления АЦП позволяет установить разные режимы работы – диапазон входных аналоговых напряжений, их конфигурацию, код выходного сигнала, управление питанием, перебор каналов. Эти ИС выпускаются в 32-выводном корпусе LFCSP.
АЦП последовательного приближения широко применяются в многоканальных системах, так как у них нет «конвейерной» задержки, свойственной преобразователям с другими архитектурами.

Схема тангирования
Тактовый генератор
AD7641 – 18-разрядный АЦП семейства PulSAR® с производительностью 2 MSPS
[Рисунок]

REF – Источник опорного напряжения
REF AMP – Усилитель опорного напряжения
SWITCHED CAP DAC – ЦАП на переключаемых конденсаторах
CLOCK – Схема тактирования
CONTROL LOGIC AND CALIBRATION CIRCUITRY – Управляющая логика и схема калибровки
SERIAL PORT – Последовательный порт
PARALLEL INTERFACE – Параллельный интерфейс

На рисунке показан 18-разрядный АЦП последовательного приближения AD7641семейства PulSAR® производительностью до 2 MSPS.
AD7641 – 18-разрядный АЦП последовательного приближения с ЦАП на переключаемых конденсаторах, с дифференциальным входом, производительностью 2 MSPS, может работать от одного источника питания 2,5 В. Схема содержит 18-разрядный АЦП с большой скоростью выборки, внутренний тактовый генератор, внутренний источник опорного напряжения (с буфером), цепи коррекции ошибок, порты последовательного и параллельного интерфейса. Схема имеет два режима с очень большой скоростью выборки («широкополосный warp» и «warp») и быстрый (нормальный) режим для асинхронных применений. Заводская калибровка и испытания в дополнение к гарантируемым параметрам на постоянном токе – коэффициент усиления, смещение и линейность при температурах от –40 до 85°C – также гарантируют соответствующие величины параметров на переменном токе, например отношение сигнал/шум.
Типичное значение отношения сигнал/шум составляет 93,5 дБ, коэффициент нелинейных искажения –112 дБ при входном сигнале 20 кГц (при VREF = 2,5 В).
Другие приборы семейства аналого-цифровых преобразователей последовательного приближения семейства PulSAR можно найти на сайте www.analog.com/pulsar.

Сопряжение АЦП с низким напряжением питания с сигналами промышленного уровня

[рисунок]

INPUT RANGE = 0 TO 2.5 V – Диапазон напряжений входных сигналов от 0 до 2,5 В
SPAN - Размах

Многим промышленным приборам по-прежнему требуются АЦП,
способные работать с сигналами напряжением ±10 В

Тенденция развития АЦП – уменьшение потребляемых мощностей и напряжений питания (как правило, менее 5 В). Пропорционально снижается диапазон входных напряжений для приборов, работающих с низким питанием. Он составляет 2,5 В.
Однако большая часть промышленных применений требуют оцифровки сигналов в диапазоне ±10 В. На этом рисунке показаны два близких к оптимальному подхода к сопряжению сигналов большого напряжения с АЦП, имеющим низковольтное питание.
На рисунке A показана схема на ОУ, который «подгоняет» путем ослабления и сдвига сигнал напряжением ±10 В до 0–2,5 В, т.е. до величины входного сигнала АЦП. Очевидным недостатком схемы является наличие дополнительных элементов и низкое сопротивление источнику сигнала, равное в данном случае сопротивлению резистора прямой связи – 8 кОм. Другой, не совсем очевидный, недостаток состоит в том, что ОУ питается от напряжений ±15 В, поэтому сам может перегрузить АЦП, если не добавлять защитные элементы. Следует также принять меры, чтобы напряжение питания АЦП U= +5 В было подано раньше напряжений питания ОУ, иначе входной каскад АЦП в некоторых случаях может «защелкнуться».
В схеме B для сдвига и ослабления входного сигнала применена резистивная цепь: три резистора, и источник опорного напряжения.
Сопротивления резисторов можно рассчитать по следующим формулам:

RIN = R3 + R1||R2
(R1||R2)/(R3+R1||R2) = Vразмах/2VIN
{(R2||R3)/(R1+R2||R3)}VREF = Vразмах/2

AD7328 – 13-разрядный iCMOS™ АЦП производительностью 1 MSPS
c биполярными входами
[рисунок]
PROGRAMMABLE INPUT RANGES – Программируемые диапазоны входного напряжения
VINMAX to +16.5V – От VINMAX до 16,5 В
I/P MUX – Входной мультиплексор
T/H – Слежение/хранение
CHANNEL SEQUENCER – Перебор каналов
2.5V VREF – Источник опорного напряжения 2,5 В
TEMPERATURE INDICATOR – Датчик температуры
13-BIT SUCCESSIVE APPROXIMATION ADC – 13-разрядный АЦП последовательного приближения
CONTROL LOGIC AND REGISTERS – Регистры и логика управления
REFIN/OUT – Вход/выход опорного напряжения
VINMIN to –16.5V – От VINMIN до –16,5 В

Фирма Analog Devices предлагает АЦП, изготовленный по технологии CMOS (iCMOS™). Входная цепь АЦП работает со стандартными промышленными источниками питания ±15 В, а ядро АЦП питается низким напряжением (5 В и ниже). На рисунке показан один из iCMOS АЦП – 13разрядный АЦП с 8-канальным входом AD7328.
В технологическом процессе iCMOS сочетаются два процесса – высоковольтный КМОП и низковольтный КМОП. Процесс iCMOS позволяет разрабатывать широкий спектр высокопроизводительных аналоговых ИС, способных работать с напряжением 33 В причем площади этих схем намного меньше, чем получаемые разработанными ранее технологиями. В отличие от ИС, изготовленных по традиционным КМОП-технологиям, компоненты iCMOS могут принимать биполярные входные сигналы, в то же время обеспечивают улучшенные характеристики, позволяют значительно снизить потребляемую мощность и размеры корпуса.
AD7328 принимает истинно биполярные входные сигналы, имеет четыре устанавливаемых программно входных диапазона: ±10 В, ±5 В, ±2,5 В и от 0 до 10 В. Каждый аналоговый вход независимо от других можно запрограммировать в один из четырех входных диапазонов. Аналоговые входы AD7328 можно запрограммировать как несимметричный, истинно дифференциальный или псевдодифференциальный. У АЦП имеется внутренний источник опорного напряжения 2,5 В, но допускается и применение внешнего источника. Если подключить к выводу REFIN/OUT внешний источник опорного напряжения 3 В, AD7328 будет работать с биполярным входным аналоговым сигналом ±12 В. Для обеспечения такого диапазона входных напряжений требуются источники питания VDD и VSS не менее ±12 В.
Номинальное значение низкого напряжения питания ядра АЦП AD7328 для обеспечения заявленных характеристик должно быть VCC = 5 В (от 4,75 до 5,5 В). При напряжениях VCC от 2,7 до 4,75 В характеристики AD7328 соответствуют типичным значениям. AD7328 имеет отдельный вывод VDRIVE для установки напряжения входных/выходных интерфейсов (от 2,7 В до 5,5 В). Напряжение VDRIVE не должно превышать VCC больше, чем на 0,3 В.
AD7328 имеет высокоскоростной последовательный интерфейс, способный работать при производительности АЦП до 1 MSPS.
Другие ИС, изготовленные по технологии iCMOS, можно найти на сайте www.analog.com/icmos.

Конвейерные АЦП

www.analog.com/adcs

Архитектуры АЦП, области применения, разрешение, скорости дискретизации

[Рисунок]

RESOLUTION (BITS) – Разрешение, разряды
SAMPLING RATE – Скорость дискретизации, Гц
INDUSTRIAL MEASUREMENT – Промышленные измерения
VOICEBAND, AUDIO – Звуковой диапазон, аудио приложения
DATA ACQUISITION – Системы сбора данных
VIDEO, IF SAMPLING, SOFTWARE RADIO, ETC. – Видео, преобразование ПЧ, цифровой радиоприем
CURRENT STATE-OF-THE-ART (APPROXIMATE) – Приблизительное современное состояние
SAR – АЦП последовательного приближения
PIPELINE – Конвейерные АЦП
– – АЦП типа –

«Высокоскоростными» называют АЦП со скоростью дискретизации более 10 MSPS. Область применения таких АЦП – цифровые осциллографы, цифровые анализаторы спектра, медицинские приборы, радары, цифровая обработка сигналов ПЧ (включая программное радио) и т.д.
Для этой области применения наиболее перспективными являются «конвейерные» АЦП. Хотя в диапазоне 1 до 10 MSPS существует некоторое перекрытие между АЦП SAR и конвейерными АЦП, но каждому конкретному применению соответствует АЦП определенной архитектуры и эта архитектура становится предпочтительной.

3-разрядный параллельный преобразователь
[рисунок]

STROBE – Строб
ANALOG INPUT – Аналоговый вход
PRIORITY ENCODER AND LATCH – Приоритетный шифратор и защелка
DIGITAL OUTPUT – Цифровой выход
A KEY BUILDING BLOCK FOR PIPELINED ADCs – Основной элемент для построения конвейерных АЦП

Базовый параллельный преобразователь – основной элемент для построения конвейерных АЦП. Поэтому сначала важно понять работу именно этого преобразователя.
В параллельном конвертере используются параллельно включенные компараторы, каждый из которых работает с незначительно отличающимся опорным напряжением, определяемым резистивной лестничной схемой. Для N-разрядного параллельного компаратора требуется 2N-1 компаратор с защелкой. Этот метод редко используется для преобразователей, имеющих более 8 разрядов, по причине большой потребляемой мощности и размеров кристалла (цена).
Компараторы защелкиваются одновременно. Следовательно, отдельный усилитель выборки/хранения обычно не требуется. Однако чтобы улучшить работу с входными сигналами, имеющими большую скорость нарастания, может потребоваться внешний УВХ, который исключает ошибки из-за расхождения моментов срабатывания компараторов.
Выходной код банка компараторов – позиционный, декодируется в нормальный двоичный код. Обычно логика декодирования – приоритетный шифратор, но она может быть и более сложной, чтобы корректировать ошибки метастабильных состояний.
Интегральные схемы параллельных АЦП получили широкое распространение в 1980-х годах, особенно 8-разрядные с производительностью от 20 до 100 MSPS. Однако сегодня самостоятельные параллельные АЦП применяются при скоростях преобразования 1 GSPS или выше при шести- или восьмиразрядном разрешении. Они изготавливаются из GaAs, поэтому имеют большую потребляемую мощность.
Другие схемы, например конвейерные АЦП, используют маломощную и недорогую КМОП-технологию, работают с производительностью до нескольких сотен MSPS с разрешением от 8 до 14 разрядов.
Параллельные АЦП с малым разрешением остаются узлами для построения различных субинтервальных конвейерных АЦП и многоразрядных сигма-дельта АЦП.

Tutorial MT-024, Pipelined Subranging ADCs, (Конвейерные субинтервальные АЦП) Analog Devices, www.analog.com.

6-разрядный двухкаскадный субинтервальный АЦП
[рисунок]

ANALOG INPUT – Аналоговый вход
SAMPLING CLOCK – Тактирование выборки
SAMPLE AND HOLD – Выборка и хранение
CONTROL – Управление
N1-BIT (3-BIT) SADC – N1-разрядный субАЦП
N1-BIT (3-BIT) SDAC – N1-разрядный субЦАП
RESIDUE SIGNAL – Сигнал остатка
N2-BIT (3-BIT) SADC – N2-разрядный субАЦП
OUTPUT REGISTER – Выходной регистр
N1 MSBS (3) – N1 старших разрядов
N2 LSBS (3) – N2 младших разрядов
DATA OUTPUT – Выход данных
N-BITS – N разрядов

См: Р. Стаффин и Р. Ломан «Квантователь амплитуды сигнала»,
патент США 2,869,079, зарегистрирован 19 декабря 1956, выдан 13 января 1959

Как видно по этой патентной справке, субинтервальный АЦП был впервые запатентован в середине 50-х годов прошлого века. На рисунке показан двухкаскадный субинтервальный АЦП, но по такому принципу можно получить и большее число каскадов. Одиночный каскад можно применить некоторое число раз, «рециркулированием» аналоговых данных переключателями и ПЛМ.
За «грубым» преобразованием в N1 разряда здесь следует «точное» преобразование в N2 разряда. Отдельные субАЦП обычно параллельного типа, но это необязательно.
Совсем не обязательно, чтобы субинтервальные АЦП имели конвейерную задержку, но в действительности, большинство ее имеет. Другими словами, конвейерные АЦП почти всегда субинтервальные.
N1-разрядное «грубое» преобразование обратно преобразовывается N1-разрядным субЦАП в аналоговое, вычитается из хранимого аналогового сигнала, разность усиливается и подается на вход N2-разрядного субАЦП.
Отметим, что точность N1-разрядного субАЦП и субЦАП должна быть лучше, чем N1+N2 разряда, даже если их разрешение меньше. Для более точного анализа этого АЦП необходимо исследовать «сигнал остатка» во втором каскаде.

Диаграммы напряжений на входе 2-го каскада субАЦП
[рисунок]

(А)А
IDEAL N1 SADC – Идеальный N1 субАЦП
RANGE OF N2 SADC – Диапазон N2 субАЦП
NONLINEAR N1 SADC – Нелинейный N1 субАЦП
MISSING CODES – Пропуск кодов
(В) В

Диаграмма остаточного напряжения на входе N2 субАЦП должна полностью заполнять диапазон N2 субАЦП, как показано на рисунке A. В противном случае, как показано на рисунке B, появятся нелинейности в общей передаточной характеристике. Возможны и пропуски кодов.
Причинами этих нелинейностей могут быть сами N1субАЦП, N1субЦАП, а также погрешности коэффициента усиления или смещения в суммирующем усилителе G. Из-за влияния погрешностей первого каскада невозможно построить двухкаскадный субдиапазонный АЦП с общим разрешением более восьми разрядов.
Кратко рассмотрим, как расширение разрешения второго каскада АЦП и применение методик цифровой коррекции ошибок могут минимизировать влияние погрешностей первого каскада на передаточную характеристику АЦП в целом.

6-разрядный субинтервальный АЦП с коррекцией ошибок
N1 = 3, N2 = 4
[рисунок]

ANALOG INPUT – Аналоговый вход
SAMPLING CLOCK – Тактирование выборки
SAMPLE AND HOLD – Выборка и хранение
CONTROL – Управление
N1 3-BIT SADC – N1 3-разрядный субАЦП
N1 3-BIT SDAC – N1 3-разрядный субЦАП
OFFSET – Смещение
RESIDUE SIGNAL – Сигнал остатка
N2 4-BIT SADC – N2 4-разрядный субАЦП
ADDER – Сумматор
MSB – Старший разряд
CARRY – Перенос
OVERRANGE LOGIC AND OUTPUT REGISTER – Логика переполнения и выходной регистр
DATA OUTPUT – Выход данных

См: Т. С. Верстер «Способ увеличения точности быстрых последовательно-параллельных аналого-цифровых преобразователей» IIEE Transactions on Electronic Computers, EC-13, 1964, стр. 471-473

Эта ссылка констатирует тот факт, что идея коррекции ошибок в субинтервальных АЦП была предложена еще в середине 1960-х годов.
В действительности, вместо того, чтобы добавлять или вычитать 001 из старших разрядов, предпочтительнее добавлять смещение в сигнал остатка. Причем так, чтобы можно было пропускать старшие разряды неизмененными или с добавлением к ним 001. Это упрощает схему логики.
На рисунке представлен субинтервальный АЦП с коррекцией ошибок с тремя разрядами в первой ступени и четырьмя разрядами во второй ступени. Дополнительный разряд во второй ступени расширяет его диапазон. Старший разряд второй ступени управляет цифровым сумматором.
Теоретически во вторую ступень можно добавить больше разрядов для коррекции больших ошибок первого каскада, но здесь на первое место выходят практические вопросы конструирования и необходимые компромиссы.

Обобщенные конвейерные ступени в субинтервальном АЦП
с коррекцией ошибок
[рисунок]

T/H – Слежение / хранение
SADC – СубАЦП
SDAC – СубЦАП
BITS – Разрядов
TO ERROR CORRECTING LOGIC – К схеме коррекции ошибок

Показанная на рисунке конвейерная архитектура – субинтервальная архитектура, в которой каждая ступень работает с данными только в первую половину периода тактирования выборки, а затем передает свой выходной сигнал остатка к следующую ступень конвейера до начала следующего полупериода такта. Слежение/хранение между ступенями действует как аналоговая линия задержки – тактирование устроено так, что оно вводит режим хранения тогда, когда завершится преобразование в первой ступени. Это дает большее время установления сигнала для внутренних субАЦП, субЦАП и усилителей, и позволяет конвейерному преобразователю работать на более высокой общей частоте такта выборка / хранение, чем неконвейерному преобразователю.
Термин «конвейерная архитектура» означает способность одной ступени обрабатывать данные от предыдущей ступени в течение любой части периода такта выборки / хранения. В конце каждого периода частного такта, сигнал с выхода данной ступени передается в следующий каскад через функции слежения / хранения, и в эту ступень поступает новый сигнал. Конечно, это означает, что цифровые выходы всех ступеней, кроме последней, должны запоминаться в соответствующем числе сдвиговых регистров, чтобы цифровые данные, поступающие в схему коррекции ошибок, были из одной и той же выборки.
Конвейерные субинтервальные АЦП обычно имеют некоторое количество одинаковых ступеней конвейера. Большинство популярных конвейерных субинтервальных АЦП более детально рассмотрены в вышеприведенной ссылке, в том числе и конвейерная архитектура c 1,5-разрядами на ступень.

1. Walt Kester, Analog-Digital conversion, (Аналого-цифровое преобразование) Analog Devices, 2004, ISBN-0916550273 Chapter 1 and 3. Также доступно как Data Conversion Handbook, Elsevier-Newnes, 2005, ISBN: 0750678410, Chapter 1 and 3.
2. Tutorial MT-024, Pipelined Subranging ADCs, (Конвейерные субинтервальные АЦП) Analog Devices, www.analog.com.

Тактирование конвейерных АЦП

[рисунок]

CLOCK – Тактовая частота
INPUT T/H – Входное УВХ (устройство выборки/хранения)
STAGE * T/H – УВХ ступени * (* = 1,2,3)
T – Слежение
H – Выборка
FLASH – Параллельный АЦП
DATA OUT – Выход данных

На рисунке показаны временные диаграммы типичного конвейерного субинтервального АЦП. Обратите внимание, что от ступени к ступени УВХ тактируются в противофазе, так, что когда частный такт вводит АЦП в режим хранения сигнала от УВХ предыдущей ступени, тогда УВХ предыдущей ступени переводится в режим слежения. Выбранный аналоговый сигнал переносится от ступени к ступени, пока не окажется в последней ступени конвейерного АЦП, которым в данном случае является параллельный преобразователь. Для оптимальной работы на высокой скорости выборки важно, чтобы скважность дифференциального тактового сигнала поддерживалась равной единице. Иная скважность влияет на все УВХ цепочки – у некоторых время слежения будет больше оптимального, а хранения – меньше оптимального; в то же время остальные будут находиться в обратных условиях. Для управления скважностью внутреннего тактирующего сигнала большинство новых преобразователей имеют в своем составе цепи кондиционирования такта и таким образом они поддерживают свои характеристики, даже если скважность внешнего такта претерпевает некоторые изменения.
Очень важной проблемой для большинства КМОП конвейерных АЦП является сохранение их характеристик при низких скоростях выборки. Так как внутреннее тактирование управляется внешним тактом выборки, низкие скорости выборки увеличивают время хранения внутренних УВХ и может получиться такая ситуация, что очень большое снижение хранимого напряжения вызовет погрешности преобразования. Следовательно, большинство конвейерных АЦП в спецификациях имеют как минимальную, так и максимальную скорость выборки. Очевидно, что это препятствует однократным или пакетным применениям конвейерных АЦП. В данном случае применение АЦП архитектуры последовательного приближения предпочтительнее.
Можно отметить и следующий факт: после первоначального включения АЦП и подачи на него тактирующего сигнала выборки, для стабилизации схемы тактирования и выдачи первоначальных данных в конвейере требуется несколько периодов такта.
Время ожидания (конвейерная задержка) конвейерных АЦП затрудняет их применение в традиционных мультиплексированных системах сбора информации. В этой области предпочтительнее применять АЦП последовательного приближения.

Типичная временная диаграмма 12-разрядного АЦП AD9235 с производительностью 65 MSPS
[рисунок]
ANALOG INPUT – Аналоговый вход
CLOCK – Такт
DATA OUT – Выдача данных
PIPELINE DELAY (LATENCY) = 7 CLOCK CYCLES – Конвейерная задержка (время ожидания) = 7 периодов такта

На рисунке проиллюстрировано влияние «конвейерной» задержки (она иногда называется «временем ожидания») на выходные данные на примере 12-разрядного АЦП с производительностью 65 MSPS, для которого конвейерная задержка составляет 7 периодов такта.
Отметим, что конвейерная задержка – функция от числа ступеней и архитектуры конкретного АЦП. В спецификациях всегда должны быть указаны точные соотношения между тактовой частотой и временными диаграммами вывода данных. В большинстве случаев применения конвейерная задержка не доставляет хлопот, но если АЦП входит в схему с обратной связью, конвейерная задержка может вызвать нестабильность системы. В схемах с мультиплексированием или при работе АЦП в режиме однократного преобразования конвейерная задержка тоже нежелательна. Для таких применений больше подходят АЦП с другой архитектурой – например, последовательного приближения.
Часто ошибочно предполагают, что все субинтервальные АЦП – конвейерные, а все конвейерные – субинтервальные. С целью достижения максимально высокой скорости дискретизации применяются конвейерные субинтервальные АЦП. Но для работы на меньших скоростях субинтервальные АЦП могут иметь другую архитектуру. Например, передний фронт тактового импульса инициирует процесс преобразования, но требующиеся для продолжения преобразования дополнительные импульсы будут сформированы внутри АЦП, собственной схемой тактирования. В конце цикла преобразования генерируется сигнал «конец преобразования» или «данные готовы». Это означает, что данные, соответствующие данному частному фронту выборки, готовы. Такой подход «без времени ожидания» применяется не очень часто, так как очевидно, что ликвидация конвейерной структуры значительно снижает общую скорость преобразования.

Высокоскоростное преобразование данных

Заключение: сравнение конвейерных АЦП и АЦП последовательного приближения

АЦП последовательного приближения

• Разрешение до 18 разрядов
• Скорость выборки до 3 MSPS
• Превосходные характеристики по постоянному току
• Способен к однократному преобразованию
• Минимальная скорость преобразования не ограничена
• Отсутствие времени ожидания (конвейерной задержки)
• Идеален для схем с мультиплексированием
• Полные характеристики по переменному току
• Прост в применении
• Основные применения:
• Сбор данных
• Измерения
• Управление промышленными процессами
• Спектральный анализ
• Обработка изображений в медицине
• Автоматическое испытательное оборудование

Конвейерные АЦП

• Разрешение до 16 разрядов
• Скорость выборки до 250 MSPS
• Лучше работают на переменном токе
• Преобразование без остановок
• Минимальная скорость преобразования ограничена
• Наличие конвейерной задержки
• Не подходят для мультиплексированных схем
• Полные характеристики по переменному току
• Прост в применении
• Основные применения
• Широкополосные многоканальные коммуникационные приемники
• Спектральный анализ
• Обработка изображений в медицине
• Электроника дисплеев
• Радары

Различия между АЦП последовательного приближения и конвейерными АЦП представлены в виде вывода. Как отмечалось, есть некоторое перекрытие областей применения между этими АЦП при скорости выборки от 1 до 10 MSPS, но в этой области само применение диктует подходящую архитектуру.
В системах сбора информации доминируют АЦП последовательного приближения, потому что они просты в применении и свободны от конвейерных задержек. В большинстве других высокоскоростных применений преобладают конвейерные АЦП

Измерение динамических характеристик АЦП

Основные параметры АЦП по переменному току

• Отношение сигнал/шум плюс искажения (SINAD)
• Эффективное количество разрядов (ENOB)
• Отношение сигнал-шум (SNR)
• Одно- и многотональный динамический диапазон, свободный от гармоник (SFDR)
• Общие нелинейные искажения (THD)
• Интермодуляционные искажения второго порядка (IMD2)
• Интермодуляционные искажения третьего порядка (IMD3)
• Входная полоса пропускания

• Нельзя забывать о следующих параметрах:

• Минимальная частота выборок
• Конвейерная задержка (время ожидания)

Применение АЦП в современной аппаратуре обработки сигналов невозможно, если они не удовлетворяют системным требованиям, особенно тем, которые ассоциируются с частотным диапазоном.
Список характеристик по переменному току разрабатывался много лет, и сегодня большинство заказчиков и производителей пришли к определенному общему мнению. В этом разделе будут подробно рассмотрены характеристики АЦП по переменному току и их влияние на характеристики системы в целом.

1. Walt Kester, Analog-Digital conversion, (Аналого-цифровое преобразование) Analog Devices, 2004, ISBN-0916550273 Chapter 1 and 3. Также доступно как Data Conversion Handbook, Elsevier-Newnes, 2005, ISBN: 0750678410, Chapter 1 and 3.
2. Tutorial MT-003, Understand SINAD, ENOB, SNR,THD, THD+N, and SFDR so You Don’t Get Lost in the Noise Floor (Что такое SINAD, ENOB, SNR, THD, THD+N и SFDR) Analog Devices, www.analog.com

Шум квантования идеального АЦП
[рисунок]

DIGITAL OUTPUT – Аналоговый вход
ANALOG INPUT – Цифровой выход
LSB – МЗР
ERROR (INPUT – OUTPUT) – Погрешность (вход – выход)
RMS VALUE – Среднеквадратичное значение

Как видно из графика передаточной функции идеального N-разрядного АЦП, максимальная погрешность при преобразовании сигнала равна ±½МЗР. Погрешность квантования любого сигнала переменного тока с размахом, большим нескольких МЗР, можно аппроксимировать некоррелированной пилообразной ломаной с амплитудой от пика до пика, равной q – весу МЗР. Из приведенного графика видно, что фактическая погрешность квантования с равной вероятностью может появиться в любой точке диапазона ±½q. Этот анализ хотя и не строгий, но достаточно точный для большинства применений. Можно показать (см. ссылки ниже), что действующее значение этой пилы рано q/√12.
Пилообразная погрешность создает гармоники, лежащие дальше полосы Найквиста (интервал полосы – от постоянного тока до fS/2). Однако все высшие гармоники должны переноситься в полосу Найквиста, и затем суммируясь, производести шум с действующим значением q√12.
Шум квантования имеет приблизительно гауссовское распределение, и распределен более или менее равномерно в полосе Найквиста. Далее предположим, что шум квантования не коррелирован с входным сигналом. Другими словами, форма сигнала погрешности полностью случайна по отношению к входному сигналу. Однако при определенных условиях, когда частота выборки и сигнал гармонически соотносимы, шум квантования перестает быть некоррелированным, и его энергия концентрируется в полосе гармоник сигнала, но действующее значение остается равным примерно g/12. Теперь, предполагая, что сигнал синусоидальный и имеет размах, равный диапазону преобразования, можно вычислить теоретическое значение отношения сигнал-шум. В результате получим:
SNR = 6,02N + 1,76 дБ

1. Walt Kester, Analog-Digital conversion, (Аналого-цифровое преобразование) Analog Devices, 2004, ISBN-0916550273 Chapter 1 and 3. Также доступно как Data Conversion Handbook, Elsevier-Newnes, 2005, ISBN: 0750678410, Chapter 1 and 3.
2. Tutorial MT-001, Taking the Mystery out of the Infamous Formula “SNR = 6.02N + 1.76dB”, and Why You Should be Care (Удалим таинственность из пресловутой формулы « SNR = 6,02N + 1,76 дБ
или почему надо быть осторожным), Analog Devices, www.analog.com

Спектр шума квантования
[рисунок]

NOISE SPECTRAL DENCITY – Спектральная плотность шума
RMS VALUE – Среднеквадратичное значение (СКЗ)
LSB – МЗР
MEASURED OVER DC TO fS/2 – Измерено в диапазоне от постоянного тока до fS/2
FOR FS SINEWAVE – Для синусоидального сигнала с амплитудой, равной полной шкале преобразователя
Process Gain – Коэффициент обработки

Надо сказать, что реальный сигнал занимает узкую полосу BW, которая намного меньше полосы Найквиста, как показано на рисунке. Если для того, чтобы отфильтровать все шумовые составляющие вне полосы BW, применить цифровой фильтр, тогда в формулу расчета отношения сигнал-шум должен быть включен корректирующий коэффициент (назовем его коэффициентом обработки – process gain ) для учета увеличения SNR:
SNR = 6,02N + 1,76 дБ + 10lg(fS/2BW),
где 10lg(fS/2BW) – коэффициент обработки.
Рассмотрим в качестве примера многоканальную систему GSM со скоростью дискретизации 78 MSPS. Каждый канал занимает индивидуальную полосу 200 кГц, следовательно, коэффициент обработки равен:
Коэффициент обработки = 10lg(fS/2BW) = 1-lg(78×106/400×103) = 22,9 дБ
Процесс дискретизации сигнала с частотой, более чем вдвое превышающей его полосу, называется избыточной дискретизацией или передискретизацией. Хотя процесс передискретизации может быть применен с любой архитектурой АЦП, он в сочетании с маскированием шума квантования и цифровой фильтрацией является основой преобразователей сигма-дельта.

ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ/(ШУМ И ИСКАЖЕНИЯ) (SINAD), ЭФФЕКТИВНАЯ РАЗРЯДНОСТЬ (ENOB), ОТНОШЕНИЕ СИГНАЛ/ШУМ (SNR), ОБЩИЕ НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ (THD)

• SINAD (Отношение сигнала к шуму и искажениям – Signal-to-Noise-and-Distortion Ratio):
• Отношение среднеквадратичного значения (СКЗ) амплитуды сигнала к среднему значению корня из суммы квадратов всех остальных составляющих спектра, включая гармоники, но исключая постоянную составляющую.

• ENOB (Эффективная разрядность – Effective Number of Bits):

• SNR (Отношение сигнал/шум или отношение сигнал/шум без гармоник – (Signal-to-Noise Ratio):
• Отношение СКЗ амплитуды сигнала к среднему значению корня из суммы квадратов всех остальных составляющих спектра, за исключением первых пяти гармоник и постоянной составляющей
• THD (Величина полных нелинейных гармонических искажений – Total Harmonic Distortion). Другое общепринятое название – полное гармоническое искажение
• Определяется как отношение СКЗ основной гармоники сигнала к среднему значению корня из суммы квадратов его гармоник (обычно существенны только первые пять), постоянная составляющая исключается.

SINAD, ENOB, SNR и THD – это основные динамические характеристики АЦП.
SINAD – это отношение среднеквадратичного значения (СКЗ) амплитуды сигнала к среднему значению корня из суммы квадратов (RSS) всех остальных составляющих спектра, включая гармоники, но за исключением постоянной составляющей.
Если в уравнении SNR = 6,02N + 1,76 дБ SNR заменить на SINAD и решить его относительно N, то получим ENOB – эффективную разрядность АЦП.
SNR – это отношение СКЗ амплитуды сигнала к среднему значению корня из суммы квадратов (RSS) всех остальных составляющих спектра, включая гармоники, но исключая постоянную составляющую. Обычно имеют значение только первые пять гармоник.
SINAD и ENOB включают в себя все источники погрешностей и являются удобными характеристиками при сравнении различных АЦП.
Внимательно читайте спецификации АЦП, чтобы быть уверенными в том, что производители правильно указывают SINAD или SNR, так как не все они ясно представляют их разницу. SNR обычно больше SINAD. Некоторые производители оперируются SNR, а в действительности имеют в виду SINAD.
THD – это отношение СКЗ основной гармоники сигнала к среднему значению корня из суммы квадратов его гармоник (существенны только первые пять), постоянную составляющую исключается.

SINAD и ENOB 14-разрядного АЦП AD9244 со скоростью преобразования 65 MSPS для входного сигнала с размахом 1 В и 2 В

[рисунок]
SINAD (dBc) – SINAD, дБс
ENOB (Bits) – ENOB, разрядов
INPUT FREQUENCY (MHz) – Входная частота, МГц
1(2)V SPAN – Амплитуда 1 В

ПРИМЕЧАНИЕ: Полоса пропускания входного сигнала с полной амплитудой (Full Power Bandwidth – FPBW) у AD9244 равна 750 МГц.

SINAD, ENOB и в меньшей мере SNR снижаются при повышении частоты входного сигнала АЦП. Это происходит из-за роста искажений и нелинейностей, проявляющихся при больших скоростях нарастания сигнала.
АЦП имеют разное назначение: одни разработаны, чтобы поддерживать хорошие значения SINAD в пределах полосы Найквиста, другие предназначены для дискретизации ПЧ и показывают хороший SINAD за пределами полосы Найквиста.
На рисунке показаны графики зависимости SINAD и ENOB 14-разрядного АЦП AD9244 со скоростью преобразования 65 MSPS от частоты входного сигнала и амплитуды входного сигнала. Графики построены для амплитуд дифференциального сигнала 1 и 2 В.
Часто необходимо знать, чему равны SNR, SINAD и ENOB на определенной частоте входного аналогового сигнала.
Как и в случае с усилителем, полосу пропускания АЦП можно представить для сигнала с полной амплитудой или для малого сигнала. Эта полоса определяется частотой, на которой сигнал ОСНОВНОЙ ГАРМОНИКИ в БПФ снижается на 3 дБ. Следовательно, на частоте полосы пропускания сигнала с полной амплитудой (FPBW) искажения могут быть очень значительными.
Входная полоса пропускания АЦП должна рассматриваться во взаимосвязи с ENOB, SNR и SFDR, чтобы определить, можно ли реально работать на этой частоте. Обратите внимание, что, хотя полоса пропускания полного сигнала у AD9244 равна 750 МГц, SINAD начинает значительно снижаться уже при частоте 120 МГц.
Отметим, что вышеприведенные графики построены при изменении частоты входного сигнала, но при фиксированной частоте выборки АЦП. SINAD также может меняться при изменении частоты выборки при фиксированной входной частоте. В любом случае графики, приложенные к спецификациям АЦП, должны быть проанализированы с точки зрения системных требований.

Соотношения между SINAD, SNR и THD

•
•
•
•

• SNR, THD и SINAD должны измеряться при одинаковой амплитуде сигнала
• SINAD = THD + N, если измерения проводятся в одинаковой полосе пропускания
• Обычно в искажения D включаются только 5 первых гармоник

Приведенные выше выражения представляют собой известные математические соотношения между SINAD, SNR и THD. Предполагается, что они все измерены при одинаковой амплитуде и частоте входного сигнала. В этих соотношениях SNR, THD и SINAD выражены в децибелах и рассчитаны из реальных численных отношений S/N, S/D и S/(N + D).
Для расчета соотношений применяется удобный инструмент – калькулятор SNR/THD/SINAD. Он размещен в вебсайте Analog Devices, www.analog.com/designcenter.
Важно еще раз подчеркнуть, что эти выражения применимы только тогда, когда все три измерения произведены при одинаковой частоте и амплитуде входного сигнала.

Анализ динамических характеристик АЦП методами БПФ

[рисунок]

ANALOG INPUT – Аналоговый входной сигнал
N – BIT ADC – N-разрядный АЦП
BUFFER MEMORY M-WORDS – Буферная память на M слов
M-POINT FFT PROCESSOR – M-точечный процессор БПФ
M/2 POINT SPECTRAL OUTPUT – Спектральный выход M/2 точек

Как уже говорилось, в рабочем частотном диапазоне АЦП имеет несколько важных характеристик. Их можно получить из анализа выходных данных АЦП с помощью БПФ, применяя типичные испытательные установки, как, например, изображенная на рисунке.
Analog Devices имеет оценочные платы для всех высокоскоростных АЦП, оценочные платы сопрягаются с платой FIFO, которая в свою очередь сопрягается с персональным компьютером. Более подробно оценочные приборы и программное обеспечение ф. ADC будет описано в этом разделе ниже.

Идеальный 12-разрядный АЦП,
вход 2,111 МГц,
fS = 82 MSPS, среднее по 5 БПФ, M = 16384
[рисунок]
ADC FULLSCALE – Полная шкала АЦП
FFT NOISE FLOOR = 113dB – Уровень шума БПФ = 113 дБ
RMS QUANTIZATION NOISE LEVEL – СКЗ уровень шума квантования
PROCESSING GAIN – Коэффициент обработки (выигрыш БПФ)
Frequency (MHz) – Частота, МГц

Данные получены с помощью программы ADIsimADC®
N = 12, M = 16384, элемент разрешения по частоте = fS / M

Спектральным выходом БПФ является последовательность M/2 точек в частотном домене (M – размер БПФ – число выборок, запоминаемых буферной памятью). Расстояния между точками равно fS/M, а покрываемый частотный диапазон лежит от постоянного тока до fS/2, где fS – частота дискретизации. Ширина каждого частотного пика (или расстояния между ними, называемого также элементом разрешения по частоте или разрешением БПФ) равна fS/M. На рисунке показан выход БПФ идеального 12-разрядного АЦП, полученный программой ADIsimADC® ф. Analog Devices. Видно, что теоретический минимальный уровень шума БПФ равен теоретическому значению SNR плюс коэффициенту обработки (выигрышу БПФ), 10×lg(M/2).
Необходимо помнить, что при расчете SNR используется значение шума, распространяющегося дальше полосы Найквиста (от постоянного тока до fS/2), но БПФ действует подобно аналоговому анализатору спектра с шириной полосы fs/M, качающемуся по спектру. Это проявляется в снижении уровня шума на величину, равную коэффициенту обработки, т.е такому же влиянию подвергается аналоговый анализатор спектра при сужении полосы пропускания.
Представленные здесь данные БПФ усреднены по пяти индивидуальным БПФ. Усреднение нескольких БПФ не влияет на средний уровень шума, оно только сглаживает случайные отклонения амплитуды каждого элемента разрешения по частоте.

Расположение составляющих искажений: Входной
сигнал = 7 МГц, частота дискретизации = 20 MSPS
[рисунок]

RELATIVE AMPLITUDE – Относительная амплитуда
HARMONICS AT: – Гармоники располагаются на частотах:
ORDER OF HARMONIC – Порядок гармоники
HARMONICS – Гармоники
FREQUENCY (MHz) – Частота, МГц

Нелинейные или гармонические искажения обычно указываются в дБс («decibels below carrier» - децибелы ниже несущей), хотя в звуковых приборах они могут указываться в процентах. Это отношение СКЗ сигнала к СКЗ гармоник искажений. Нелинейные искажения обычно определяются при входном сигнале с размахом, близким к полной шкале преобразователя (от 0,5 до 1 дБ ниже полной шкалы для предотвращения ограничений амплитуды), хотя возможно определение их и на любом другом уровне. Характеристики преобразователя для сигналов, много меньших полной шкалы, могут ограничиваться из-за искажений, дифференциальной нелинейности АЦП (а не прямых гармоник).
По теории дискретизации гармоники основного сигнала, попадающие за пределы полосы Найквиста, не исчезают, они все перекладываются обратно в полосу от постоянного тока до fS/2.
На рисунке показаны входной сигнал частотой 7 МГц, дискретизированный при скорости 20 MSPS, и положение его первых девяти гармоник. Переложенные (aliased) паразитные гармоники fa попадают на частоты |±KfS ± nfa|, где n – номер гармоники, а K = 0, 1, 2, 3,… Обычно в спецификациях указывается только вторая и третья гармоники, потому что они самые большие по амплитуде, хотя иногда в спецификациях указывается величина худшей гармоники.
На представленном рисунке основная гармоника сигнала – 7 МГц, частота дискретизации 20 MSPS. Обратите внимание на расположение различных гармоник, которые наложились на полосу Найквиста.
Например, вторая гармоника 7 МГц имеет частоту 14 МГц, но, как видим, она накладывается на частоту 20 – 14 = 6 МГц.
На интернет-сайте ADI имеется интерактивный Помощник по подавлению паразитных гармоник, который рассчитает по запросу расположение различных гармоник. См. www.analog.com/designcenter.

Динамический диапазон, свободный от гармоник (SFDR), в коммуникационных системах
[рисунок]

SINGLE TONE SFDR – Однотональный SFDR
MULTITONE SFDR – Многотональный SFDR
FS – Полная шкала
SIGNAL LEVEL dB – Уровень сигнала в дБ
FREQUENCY – Частота
WORST SPUR – Наихудшая гармоника искажений

Динамический диапазон, свободный от гармоник (SFDR – Spurious Free Dynamic Range), – это отношение СКЗ сигнала к СКЗ наихудшей гармоники, независимо от того, в какой полосе частот она наложилась или что является ее источником. Не имеет значения и обстоятельство, является ли наихудшая гармоника гармоникой исходного сигнала или нет. В коммуникационных системах SFDR является важной характеристикой, потому что она представляет наименьшее значение сигнала, которое можно отличить от большой помехи, блокирующей прием. SFDR может указываться относительно полной шкалы (тогда обозначается дБSF), или относительно конкретной амплитуды сигнала (дБc).
SFDR может указываться для однотонального, двухтонального или многотонального сигнала. При испытаниях с несколькими сигналами, амплитуды отдельных сигналов должны быть снижены, чтобы суммарный сигнал не превысил входной амплитудный диапазон АЦП.

Интермодуляционные гармоники второго и третьего
порядка при f1 = 5 МГц, f2 = 6 МГц
[рисунок]
SECOND-ORDER PRODUCTS – Гармоники интермодуляционных искажений второго порядка
THIRD-ORDER PRODUCTS – Гармоники интермодуляционных искажений третьего порядка
NOTE: f1 = 5 MHz, f2 = 6 MHz – Примечание: f1 = 5 МГц, f2 = 6 МГц
FREQUENCY: MHz – Частота, МГц

Двухтональные интермодуляционные искажения (IMD) измеряются при приложении к входу АЦП двух спектрально чистых синусоидальных колебаний с частотами f1 и f2, которые обычно расположены относительно близко друг к другу. Чтобы при синфазном наложении эти сигналы не ограничились на входе АЦП, амплитуды каждого из них устанавливаются чуть ниже 6 дБ полной шкалы АЦП.
На рисунке показано расположение гармоник второго и третьего порядка. Заметьте, что гармоники второго порядка попадают на частоты, которые относительно легко могут быть удалены цифровым фильтром. Однако гармоники третьего порядка 2f2 – f1 и 2f1 – f2 близки к исходному сигналу и их труднее отфильтровать. В спецификациях, если не оговаривается иначе, двухтональные IMD указывают именно по этим «близким» гармоникам третьего порядка. Обычно значение гармоник IMD указывают в единицах дБс относительно значения амплитуды каждого из этих двух исходных тонов, а не по их сумме.
Отметим, однако, что если частоты этих двух тонов близки к fS/4, тогда перенесенные третьи гармоники основных частот могут затруднить идентификацию настоящих гармоник 2f2 – f1 и 2f1 – f2. Это происходит потому, что третья гармоника fS/4 равна 3 fS/4, и перенос происходит на частоту fS – 3fS/4 = fS/4. Аналогично, если частоты двух тонов близки к fS/3, то перенесенные вторые гармоники могут исказить измерения. Здесь те же причины: третья гармоника fS/3 равна 2fS/3, а их перенос происходит на частоту fS – 2fS/3 = fS/3.

Двухтональный SFDR 14-разрядного АЦП со скоростью 80/105 MSPS
Частоты тонов 55,25 МГц и 56,25 МГц
[рисунок]

ALIASED 3RD ORDER PRODUCTS – Перенесенные гармоники 3-го порядка
ALIASED 2ND ORDER PRODUCTS – Перенесенные гармоники 2-го порядка
FREQUENCY (MHz) – Частота, МГц

На рисунке показан двухтональный выход БПФ АЦП AD9445 при преобразовании двух сигналов с частотами 55,25 МГц и 56,25 МГц, частота дискретизации 80 MSPS.
Отметим, что во избежание насыщения входного каскада АЦП амплитуды каждого из двух тонов должны быть ниже полной шкалы хотя бы на 6 дБ.
Частоты двух тонов лежат во второй зоне Найквиста, следовательно, они переносятся вниз к частотам 23,75 МГц (80–56,25) и 24,75 МГц (80–55,25).
Амплитуды гармоник третьего порядка, расположенных поблизости от этих двух тонов – около 105 дБFS. SFDR для двухтонального входного сигнала равен отношению амплитуд этих тонов к амплитуде наихудшей помехи, независимо от того, где эти помехи возникли.

Выбор между SNR, SFDR и полосой частот
при разных уровнях потребляемой мощности

Марка АЦП Потребляемая мощность SNR
при 100 МГц SFDR
при 100 МГц
Полоса частот
AD9446
16 разрядов
100 MSPS
2,3 Вт
78,6 дБ
82 дБс
540 МГц
AD9461
16 разрядов
130 MSPS
2,2 Вт
76,0 дБ
84 дБс
615 МГц
AD9445
14 разрядов
125 MSPS
2,3 Вт
73,0 дБ
95 дБс
615 МГц
AD9246
14 разрядов
125 MSPS
0,395 Вт
(1,8 В)
71,5 дБ
83 дБс
650 МГц

Необходимо понимать, как надо сделать выбор между двумя важнейшими характеристиками – SNR и SFDR при разработке систем с АЦП.
Три первых АЦП – AD9446, AD9461 и AD9445 изготовлены по одной и той же технологии BiCMOS и рассеивают примерно одинаковую мощность (2,2 Вт). Обратите внимание, что направление изменения SNR и SFDR у этих трех преобразователей обратные.
Добавим, что, как и ожидалось, SNR больше у приборов с меньшей полосой пропускания, так как уровень шума пропорционален квадратному корню от ширины полосы пропускания.
Четвертый АЦП в таблице, AD9246, для уменьшения рассеиваемой мощности (примерно в четыре раза меньше первых трех), изготовлен по 1,8 В КМОП-технологии. Однако SNR у АD9246 на 1,5 дБ хуже, и что более важно, SFDR на 12 дБ хуже, чем у AD9445. Это иллюстрирует важность точного знания системных требований и выбора АЦП без излишних требований к характеристикам.
На следующем рисунке более подробно объяснена связь между SNR и SFDR.

Компромиссы между SNR, SFDR и полосой частот на примере
упрощенной модели выборки-хранения
[рисунок]

SWITCH – Ключ

CH малой емкости

• Шире полоса частот
• Высокий уровень шумов (ниже SNR)
• Меньше нагрузка на A1, меньше искажений (выше SFDR)

CH большой емкости

• Уже полоса частот
• Низкий уровень шумов (выше SNR)
• Больше нагрузка на A1, больше искажений (ниже SFDR)

На примере этой упрощенной модели можно объяснить основные соотношения между SNR, SFDR и полосой частот. Примем, что A1 и A2 – широкополосные усилители, а CH – конденсатор хранения, единственный элемент в схеме, которым можно варьировать. Резистор RS выбирается, исходя из условия сохранения устойчивости схемы (отделяет выход A1 от CH).
При малых значениях емкости CH имеем широкую полосу пропускания и высокий уровень шумов (низкий SNR). Малая емкость CH также приведет к большому импедансу нагрузки для выхода усилителя A1 (при открытом состоянии ключа в режиме слежения). Большой импеданс нагрузки для выхода A1 понизит искажения сигнала (будет высокий SFDR).
При больших значениях емкости CH полоса частот становится уже и ниже уровень шумов (выше SNR). Большая емкость CH сильнее нагрузит выход A1 своим малым импедансом, что, в свою очередь, приведет к росту искажений (снизится SFDR).

Дрожание фазы тактирования выборки и дрожание апертуры
увеличивают шумы АЦП
[рисунок]

TOTAL JITTER – Суммарное дрожание
RMS – СКЗ
INPUT SIGNAL – Входной сигнал
CHOLD – Cхранения
ERROR VOLTAGE – Погрешность напряжения
SAMPLING CLOCK – Синхронизация выборки
INPUT SAMPLING CLOCK – Вход синхронизации выборки
SWITCH DRIVER – Драйвер ключа

На этой базовой модели устройства выборки и хранения иллюстрируется дрожание апертуры – изменение от выборки к выборке момента времени, при котором АЦП запоминает входное напряжение.
Суммарное дрожание тактирования выборки вызывает погрешность напряжения (фазовый шум), и общий SNR ограничивается в соответствии с выражением:

SNR = 20 lg[1/2πftj],

где f – максимальная частота входного аналогового сигнала, tj – суммарное дрожание.
У некоторых современных АЦП, дискретизирующих промежуточные частоты, СКЗ дрожания апертуры по спецификациям менее 100fS, однако следует помнить, что суммарное дрожание равно СКЗ дрожания апертуры АЦП и дрожания фазы внешней синхронизации. В большинстве случаев доминирующим источником погрешности является дрожание фазы тактирования.
Обратите внимание, что уровень шума, определяемый дрожанием, прямо пропорционален скорости нарастания входного аналогового сигнала. Дрожание становится особенно критичным при дискретизации ПЧ, где частота входного сигнала может доходить до нескольких сотен мегагерц. Следующий рисунок графически иллюстрирует влияние дрожания на SNR.

Зависимость теоретических величин SNR и ENOB, ограниченных фазовым шумом,
от частоты полномасштабного аналогового входного синусоидального сигнала
[рисунок]

SNR in dB – SNR, дБ
RMS Jitter < 1 ps is very high performance – СКЗ дрожания < 1 пс – очень высокий показатель
bits – разрядов
ps – пс
IF SAMPLING ADCs – АЦП для дискретизации ПЧ
ANALOG FREQ. 70-300 MHz, SNR 60-80 dB – Аналоговая частота 70-300 МГц, SNR 60-80 дБ
Fullscale Analog Input Frequency in MHz – Частота аналогового входного сигнала с полным размахом

На рисунке представлена зависимость теоретической величины SNR (левая абсцисса), ограниченного дрожанием, от частоты аналогового входного сигнала, имеющего полный размах. Условно считается, что АЦП имеет бесконечно малое разрешение и единственный источник шума, который привносится дрожанием.
Эффективное число разрядов ENOB – слева, соотнесено с SNR по известной формуле SNR = 6,02N + 1,76 дБ, где N = ENOB.
Область работы АЦП, дискретизирующих ПЧ, находится внутри круга (аналоговые частоты от 70 до 300 МГц, системные требования к SNR от 60 до 80 дБ). В зависимости от промежуточной частоты и требований к SNR, диапазон допустимых СКЗ дрожания составляет от 0,1 до 2 пс.
Другими словами, сигнал тактирования выборки АЦП, который обычно получают из других системных сигналов синхронизации, имеет особое значение. В целом тема генерации и распределения сигнала синхронизации для высокоскоростных систем более подробно раскрыта в разделе 3 данной книги.

Применение высокоскоростных АЦП
в программной радиосвязи

В программном радиоприемнике АЦП применяется для дискретизации аналогового сигнала как можно ближе к антенному сигналу, обычно на промежуточной частоте (ПЧ). Поэтому появился термин «дискретизация ПЧ» (IF sampling). После дискретизации сигнала фильтрация, демодуляция и разделение каналов производится специализированными процессорами цифровой обработки сигнала – ЦОС (DSP – digital signal processing), называемыми приемными сигнальными процессорами (receive signal processor – RSP). Аналогично, программный радиопередатчик может осуществлять кодирование, модуляцию и т.д. в цифровом домене – и только вблизи конечного выходного тракта ПЧ. ЦАП преобразовывает цифровой сигнал в аналоговую форму для передачи в эфир. Процессор ЦОС, предшествующий в этой схеме ЦАП, принято называть передающими сигнальными процессорами (TSP – transmit signal processor).
В идеале, программное радио устраняет довольно дорогостоящие каскады аналоговой обработки сигнала и выполняет их функции в дешевом чипе DSP. К тому же, программное радио позволяет на одной и той же аппаратной базе работать с разными стандартами радиосвязи, надо изменить только программу DSP.
Дискретизация широкополосного сигнала ПЧ предъявляет высокие требования к АЦП и ЦАП по SNR и SFDR. Но сейчас преобразовательная техника достигла такого уровня, что программное радио стало реальностью для большинства распространенных стандартов радиосвязи. Для широкой области применений, таких как базовые станции и трубки сотовой связи, программное радио просто не имеет альтернативы.

Аналоговый супергетеродинный приемник
стандарта AMPS (Advanced Mobile Phone Service)
[рисунок]
RF – ВЧ
BPF – Полосовой фильтр
LNA – Малошумящий усилитель (МШУ)
416 CHANNELS (“A” OR “B” CARRIER) – 416 каналов (несущая «A» или «B»)
30 kHz WIDE, FM – Ширина 30 кГц, ЧМ
12.5 MHz TOTAL BANDWIDTH – Общая полоса 12,5 МГц
1 CALLER/CHANNEL – 1 абонент на канал
LO1 TUNED – 1-й гетеродин, перестраиваемый
1ST IF – 1-я ПЧ
LO2 FIXED – 2-й гетеродин, фиксированный
LO3 FIXED – 3-й гетеродин, фиксированный
2ND IF – 2-я ПЧ
3RD IF – 3-я ПЧ
MHz – МГц
kHz – кГц
ANALOG – аналоговые
DEMOD, FILTER – демодулятор, фильтр
CHANNEL – Канал
SAME AS ABOVE – Такой же, как и первый

Чтобы понять эволюцию программного радио, рассмотрим аналоговый супергетеродинный приемник, который в 1917 году изобрел майор Эдвин Г. Армстронг. Частоты, указанные на рисунке, соответствуют стандарту аналоговой системы сотовой связи AMPS, который постепенно был вытеснен новыми цифровыми стандартами. Приемник разработан для работы с сигналами AMPS на частоте 900 МГц. Ширина полосы частот сигнала для несущих «A» и «B» (обслуживающих отдельные географические области), равна 12,5 МГц (416 каналов, каждая шириной 30 кГц). В приемнике применено тройное преобразование частоты, частота первой ПЧ равна 70 МГц, второй – 10,7 МГц, и третьей – 455 кГц. Сигнал зеркальной частоты на входе приемника уменьшается почти в два раза благодаря высокой первой промежуточной частоте.
Выходной сигнал третьей ПЧ демодулируется аналоговыми методами (дискриминаторы, детекторы огибающей, синхронные детекторы и т.п.). В AMPS применялась частотная модуляция. Следует отметить, что в данной схеме применяется отдельный приемник на каждый канал, и только антенна, предварительный фильтр и МШУ используются совместно.
Для облегчения понимания в схеме приемника не показаны межкаскадные усилители и другие блоки. Однако они являются важнейшими частями усилителя, и читатель должен знать, что они необходимы.
Разработка приемника – это сложное искусство, требующее принятия множества решений по выбору промежуточных частот – одно, два или три преобразования, по стоимости фильтров, сложности каждого каскада приемника, схем демодуляции и т.д. Существует много справочников, где можно найти необходимые данные, поэтому целью этого раздела является лишь ознакомление разработчиков с некоторыми появившимися архитектурами, особенно с применением АЦП и ЦАП в конструкциях современных коммуникационных приемников.

Типовые программные радиоприемник и передатчик
с дискретизацией ПЧ
[рисунок]
RF – ВЧ
RECEIVER – Приемник
BPF – Полосовой фильтр
LNA – Малошумящий усилитель (МШУ)
LO – Гетеродин
MIXER – Смеситель
IF – ПЧ
ADC – АЦП
DAC – ЦАП
TRANSMITTER – Передатчик
CHANNELS – Каналы
PA – Усилитель мощности

Стандартный супергетеродинный приемник имеет несколько каскадов, понижающих частоты принятых сигналов. Для многоканальных систем может потребоваться множество таких параллельных каскадов – по одному на каждый канал, если каналы должны приниматься одновременно.
Типовой широкополосный программный приемник дискретизирует всю полосу со многими несущими сигналами только после одного или, возможно, двух каскадов преобразования частоты «вниз». Базовая станция должна быть типичным применением программного радио. Полоса частот стандартного сигнала может лежать в диапазоне от 5 до 30 МГц. Процессор принятого сигнала RSP – осуществляет функцию разделения каналов и т.д.
В передатчике все обстоит аналогично. Процессор передаваемого сигнала (TSP) объединяет данные цифровых каналов и форматирует их в виде, удобном для ЦАП.
Программные радиоустройства – гибкие приборы, способные работать по разным стандартам радиосвязи. Дискретизация сигнала на высокой ПЧ уменьшает число аналоговых компонентов (смесителей, фильтров ПАВ, усилителей и т.д.), снижает стоимость.
Пример, представленный на рисунке, относится только к базовым станциям, работающим с широкополосными многоканальными сигналами. Технология программной радиосвязи может быть применена и в других устройствах с сигнальными каналами, например к сотовым трубкам, в которых изменением программы могут обрабатываться сигналы разных стандартов.

Субдискретизация и перенос частоты
между зонами Найквиста
[рисунок]

ZONE – Зона

Рисунок иллюстрирует принципы, применяемые при дискретизации ПЧ, или прямом преобразовании ПЧ в цифру. Рассматриваемый сигнал ограничен в единичной зоне Найквиста (не обязательно в первой зоне). Его изображение будет появляться в первой зоне Найквиста, потому что перенос частоты всегда сопутствует процессу дискретизации.
Обратите внимание, что частота дискретизации и местоположение сигнала должны быть такими, чтобы сигнал был изолирован в одной зоне Найквиста (соответствующей фильтрацией), а частота дискретизации должна быть, по крайней мере, в два раза выше ширины полосы сигнала.
Как ранее упоминалось, использование более высоких частот ПЧ может привести к исключению каскадов понижения частоты в приемнике. Но более высокие частоты ПЧ предъявляют более строгие требования к таким параметрам АЦП, как SNR и SFDR.

Влияние сочетания субдискретизации и передискретизации
на коэффициент обработки
[рисунок]

ZONE – Зона
FOR FS SINEWAVE – Для сигнала синусоидальной формы с полным размахом
Process Gain – Коэффициент обработки

На рисунке показан сигнал с полосой частот BW, которая лежит в третьей зоне Найквиста, дискретизированный с частотой fS.
Реальный сигнал «субдискретизирован», так как он лежит в третьей зоне Найквиста; но в то же время он «передискретизирован», потому что полоса частот сигнала много меньше fS/2.
При дискретизации ПЧ часто возникает положение, когда ширина полосы сигнала много меньше fS/2, но интересующий сигнал лежит выше первой зоны Найквиста.
Обратите внимание на повышение теоретического SNR из-за коэффициента обработки, о котором говорилось раньше.

АЦП АD9444 с четырьмя входными каналами WCDMA МГц с центральной частотой 46,08 МГц
[рисунок]

AMPLITUDE (dBFS) – Амплитуда, дБFS
FFT SIZE 64K – БПФ 64К
TOTAL INPUT SIGNAL POWER: –30 dBFS – Полная мощность входного сигнала –30 дБFS
FREQUENCY (MHz) – Частота, МГц
MHz – МГц

На рисунке показано, как работает прямое преобразование ПЧ в цифру для четырех широкополосных несущих WCDMA, которые занимают полосу частот шириной 20 МГц с центральной частотой 46,08 МГЦ. Преобразование сделано на частоте дискретизации 61,44 МГц.
На границе выходного сигнала видно, как центральная частота 46,08 МГЦ, лежащая во второй зоне Найквиста, переносится на 15,36 МГц.
Данные были получены с помощью 14-разрядного АЦП AD9444 с частотой 80 MSPS.

Типичный радиочастотный спектр многоканального приемника CDMA2000
[рисунок]

Каналы CDMA2000, полоса частот каждого = 1,25 МГц, частота дискретизации = 61,44 MSPS

Типичный радиочастотный спектр переполнен и содержит много внеполосных сигналов, гармоники которых могут попадать в интересующую полосу частот. Эти нежелательные сигналы в полосе называют «помехами» или «блокирующими сигналами». Программное радио (включая АЦП) должно отличать эти помехи от полезного сигнала.
Показаны два канала CDMA2000, каждый шириной 1,25 МГц. Так как частота дискретизации 61 MSPS, то на рисунке видна часть радиочастотного спектра шириной около 30,5 МГц. Этот частотный диапазон был преобразован «вниз», по крайней мере, одним смесителем.
Обратите внимание, что 4-я и 5-я гармоники основной гармоники сигнала (она обозначена «1») по отношению к полезным сигналам CDMA2000 действуют как помехи.

Схемы квадратурной цифровой модуляции
[рисунок]
BPSK – BPSK (binary phase shift keying – двоичная фазовая манипуляция)
QPSK – QPSK (quaternary phase-shift keying – фазовая манипуляция с четвертичными (фазовыми) сигналами)
PSK – PSK (phase-shift keying – фазовая манипуляция)
QAM – QAM (Quadrature Amplitude Modulation – квадратурная амплитудная модуляция)
bit/symbol – бит/символ
bits/symbol – бит/символ
Actual 64 QAM signal with noise and distortion – Реальный сигнал 64 QAM с шумом и искажениями

Выше порядок схемы модуляции → Выше скорость передачи данных
Когда символы становятся похожи друг на друга → Для демодуляции требуется, чтобы отношение сигнал/шум был выше
Увеличение «символьной скорости» увеличивает скорость передачи данных, но расширяет спектр

Почти все цифровые систему используют какую-либо форму квадратурной модуляции, чтобы увеличить количество передаваемых данных. На рисунке представлены наиболее распространенные виды модуляции.
Независимо от того, какая конкретно применена схема модуляции, в каждом символьном цикле символьной скорости приемник должен определить, какой индивидуальный символ был передан в квадратурном созвездии. Шум и искажения повышают вероятность ошибки распознавания символа в приемнике, особенно при использовании схем модуляции высоких порядков. На правом нижнем рисунке показан реальный сигнал с модуляцией 64 QAM, содержащий шумы и искажения.
Существуют соотношения между системной частотой ошибок по битам (BER – bit-error-rate) и отношением амплитуды несущей к системным шумам (C/N), а так же отношением амплитуды несущей к уровню помех (нежелательных сигналов) (C/I).
Очевидно, что схемы модуляции высших порядков накладывают повышенные требования к АЦП по SNR и т.п.

Зависимость частоты ошибок по битам
от отношения несущая/шумы (C/N)
[рисунок]
BIT ERROR RATE – Частота ошибок по битам
C/N (dB) – C/N, дБ
BPSK – BPSK (binary phase shift keying – двоичная фазовая манипуляция)
QPSK – QPSK (quaternary phase-shift keying – фазовая манипуляция с четвертичными (фазовыми) сигналами)
PSK – PSK (phase-shift keying – фазовая манипуляция)

На рисунке представлена зависимость частоты ошибок по битам от отношения несущая/шумы для трех распространенных способов модуляции: BPSK, QPSK, и 8 PSK. Обратите внимание, что для достижения одинаковых значений частоты ошибок по битам более сложные способы (QPSK и 8 PSK) требуют более высоких отношений C/N, чем способ BPSK.
Следовательно, частота ошибок по битам и метод модуляции определяют требуемое отношение C/N. В дальнейшем по отношению C/N можно вычислить требуемый SNR АЦП. Иногда в реальности анализ более сложен, но схема та же.

Широкополосный приемник стандарта GCM 1800/1900 МГц
[рисунок]
MHz – МГц
kHz – кГц
LNA – МШУ (малошумящий усилитель)
LO1 FIXED – 1-й гетеродин (фиксированный)
IF – ПЧ
BW: 12.5 MHz – Полоса пропускания 12,5 МГц
14-BIT ADC – 14-разрядный АЦП
PROCESS GAIN – Коэффициент обработки
CHANNEL BW – Полоса частот канала
CHANNEL – Канал
NOTE: THERE MAY BE 2 IF STAGES – Примечание: Может присутствовать 2-й каскад ПЧ

Анализ шумов системы зависит от стандарта радиосвязи и примененного способа модуляции. Примененный в этом широкополосном приемнике стандарта GSM 1800/1900 МГц 14-разрядный АЦП AD9445 со скоростью дискретизации 125 MSPS имеет SNR 74 дБ и SFDR 95 дБс, достаточные для удовлетворения требованиям системы на частоту ошибок по битам (см. следующий рисунок).
Подробности анализа шумов приемника можно найти в литературе, приведенной ниже.

1. Walt Kester, Analog-Digital conversion, (Аналого-цифровое преобразование) Analog Devices, 2004, ISBN-0916550273 Chapter 8. Также доступно как Data Conversion Handbook, Elsevier-Newnes, 2005, ISBN: 0750678410, Chapter 8.

Требования стандарта GSM 1800/1900 МГц по уровню помех
[рисунок]
MAXIMUM SIGNAL LEVEL – Максимальный уровень сигнала
SPECIFIED – Задано
SYSTEM SENSITIVITY – Чувствительность системы
WORST INTERFERER – Наихудшая помеха
BLOCKER – Блокирующая помеха
INTERFERER – Помеха
ADC SFDR > 93 dBc – SFDR АЦП > 93 дБс
SPEC – Задано
dBc – дБс
dBm – дБм

*Примечание: Максимальный уровень сигнала для GSM 1800/1900 и по требованиям PCS = –23 дБм

На рисунке показано, как определить SFDR АЦП по заданным спецификациям системы.

Амплитуда блокирующего сигнала равна максимальному уровню сигнала (–23 дБм). Для того чтобы отношение C/I (Carier/Interferer – несущая/помеха) было 12 дБ, максимальная помеха, которая является шумом АЦП, не должна быть выше –116 дБм.
Это эквивалентно тому, что SFDR = 93 дБс при однотональном полномасштабном входном сигнале. Этим требования соответствует 14-разрядный АЦП AD9445, у него SFDR = 95 дБс.

Двухтональные интермодуляционные искажения в многоканальной системе
(GCM-1800/1900 МГц)
[рисунок]
MAXIMUM SIGNAL LEVEL– Максимальный уровень сигнала
SPECIFIED – Задано
SYSTEM SENSITIVITY – Чувствительность системы
BLOCKER – Блокирующая помеха
INTERFERERS – Помехи
dBc – дБс
dBm – дБм
dBFS – дБFS

Примечание: Максимальный уровень сигнала по спецификации GSM 1800/1900 = -23 дБм

Требования к значению двухтонального SFDR можно определить при помощи аналогичного анализа. В данном случае, гармоники IMD третьего порядка не должны превышать –116 дБм (при амплитудах обоих тонов на 6 дБ ниже полной шкалы), а SFDR двухканального АЦП должно быть не менее 87 дБс. AD9445 удовлетворяет этому требованию.

Примерные требования распространенных стандартов беспроводной связи
к широкополосным АЦП

Способ параллельного доступа Ширина канала
(полоса частот) Типичная суммарная полоса частот
Частота дискретизации

SFDR
преобра-
зователя
SNR
преобра-
зователя
AMPS FDMA 30кГц 12,5 МГц 61,44 MSPS 96 дБс 72 дБFS
IS-136 TDMA/FDM 30кГц 5-15 МГц 61-92 MSPS 88 дБс 68 дБFS
GSM 900 МГц
TDMA/FDM
200кГц
5-15 МГц
61-92 MSPS
106 дБс
85 дБFS
GSM 1800/1900 МГц, PCS
TDMA/FDM 200кГц 5-15 МГц 61-92 MSPS 93 дБс 75 дБFS
IS-95 CDMA 1,25 МГц 5-15 МГц 61-92 MSPS 83 дБс 74 дБFS
CDMA200 CDMA 1,25 МГц 5-15 МГц 61-92 MSPS 79 дБс 74 дБFS
WCDMA (UMTS) CDMA 5 МГц 5-20 МГц 61-92 MSPS 79 дБс 68 дБFS

В таблице объединены основные характеристики и требования к широкополосным АЦП некоторых стандартов беспроводной связи. Отметим, что по требующимся SFDR и SNR имеются доступные АЦП (за исключением, может быть, GSM 900).

Обработка сигналов изображений сенсорных матриц цифровых фото/видеокамер

www.analog.com/afe

Линейные и плоские матрицы ПЗС
[рисунок]
PHOTOSITES [PIXELS] – Фоточувствительные элементы (пиксели)
LINEAR CCD CONFIGURATION – Линейная конфигурация ПЗС
HORIPONTAL SHIFT REGISTER – Горизонтальный сдвиговый регистр
OUTPUT STAGE – Выходной каскад
PIIXELS – Пикселы
AREA CCD CONFIGURATION – Плоская конфигурация ПЗС
VERTICAL SHIFT REGISTER – Вертикальный сдвиговый регистр

В устройствах обработки изображений (сканеры и цифровые камеры) широко применяются приборы с зарядовой связью (ПЗС, charge coupled devise – CCD) и контактные сенсоры изображения (contact image sensor – CIS). Сенсор изображения (ПЗС-, КМОП- или CIS-типа) экспонируется изображением или рисунком примерно так же, как пленка экспонируется в фотоаппарате. После экспонирования выходные сигналы сенсоров подвергаются некоторой аналоговой обработке, а потом их дискретизируют в АЦП. Основную работу по обработке сигналов и построению изображения выполняют быстродействующие процессоры цифровой обработки сигналов. При этом изображение можно обрабатывать в цифровом виде для регулировки контрастности или коррекции цвета и т.д.
Основу ПЗС составляют отдельные светочувствительные элементы – пиксели. Единичный пиксель состоит из фоточувствительного элемента – фотодиода или фотоконденсатора. Выходной сигнал – заряд (электроны) пропорционален экспонирующему свету (фотонам). Во время экспонирования или интегрирования заряд накапливается, а потом проходит в сдвиговый регистр ПЗС, через который выдается на выход прибора. Количество накопленного заряда будет зависеть от уровня освещенности, времени интегрирования и от квантового выхода фоточувствительного элемента. Некоторое малое количество заряда накопится и при отсутствии освещенности; это называется темновым сигналом (темновым током) и подлежит компенсации во время обработки сигнала.
Пиксели, как показано на рисунке, можно расставить в линейную или расположить на плоскости. Тактирующие сигналы переносят заряды пикселей через аналоговые сдвиговые регистры. Передвижение заряда от отдельного пикселя до выходного каскада ПЗС занимает много периодов.
Линейная конфигурация обычно применяется в сканерах, а плоская – в цифровых камерах.
У линейных сенсоров аналоговые сдвиговые регистры работают с пиксельной частотой от 1 до 10 МГц, а плоские – от 5 до 25 МГц.
Отметим, что размер матрицы мегапиксельных разрешений может быть достаточно большим.

Выходной каскад и формы сигналов
[рисунок]
RESET – Сброс
PIXEL CARGE, Q FROM HORIZONTAL SHIFT REGISTER – Заряд пикселя Q, от горизонтального сдвигового регистра
RESET SWITCH – Ключ сброса
BUFFER – Буфер
CCD OUTPUT VOLTAGE – Выходное напряжение ПЗС
SENSE CAPACITOR – Чувствительный конденсатор
ΔV ≈ 1V TO 4 V FS – ΔV = 1..4 В (полная шкала)
DC LEVEL ≈ 3V TO 7 V – Уровень постоянного напряжения 3..7 В
REFERENCE LEVEL – Опорный уровень
VIDEO LEVEL – Уровень видео
RESET GLITCH – Выброс от импульса сброса
PIXEL PERIOD – Пиксельный период

На рисунке показаны типичный выходной каскад ПЗС и изменение напряжения на нем. Выходной каскад преобразовывает заряд каждого пикселя в напряжение при помощи чувствительного конденсатора CS. В начале каждого пиксельного периода напряжение на конденсаторе CS устанавливается равным опорному уровню VREF, при этом появляется выброс от импульса сброса. Количество света, принятого каждым пикселем, определяет разницу ΔV между опорным уровнем и уровнем видео. Выход ПЗС может быть очень небольшим (около 10 электронов), типичный выходной каскад имеет выходное напряжение 0,6 мкВ/электрон. Большинство ПЗС имеют выходное напряжение насыщения от 0,5 до 1 В (плоские сенсоры) и от 2 до 4 В (линейные сенсоры). Уровень постоянного напряжения лежит в диапазоне от 3 до 7 В.

В ПЗС обычно предварительное формирование сигнала в самом кристалле отсутствует. Поэтому выходной сигнал ПЗС обрабатывается внешними цепями формирования. Природа выходного сигнала ПЗС такова, что требует предварительной фиксации перед дискретизацией. К функциям аналоговой обработки сигнала обычно относятся также усиление и смещение уровня.

Выходное напряжение ПЗС мало характеризуется высоким уровнем шумов. Самый значительный источник шума – сопротивление полевого транзистора ключа сброса (шум «KT/C»). Во время интервала сброса КМОП-ключ соединяет запоминающий конденсатор CS с опорным напряжением VREF. Обратите внимание, что после размыкания ключа шум запоминается в конденсаторе CS и остается постоянным до следующего интервала сброса. Поэтому появляется изменение выходного уровня ПЗС от выборки к выборке, общее как для опорного уровня, так и для уровня видео в течение данного пиксельного периода.

Двойная коррелированная выборка
[рисунок]
CCD OUTPUT – С выхода ПЗС
SHA – УВХ
REFERENCE + NOISE – Опорный уровень + шум
REFERENCE CLOCK – Такт опорного уровня
VIDEO CLOCK – Такт видео
VIDEO + NOISE – Видео + шум
OUTPUT TO ADC – Выход на АЦП
OUTPUT = ΔV = REFERENCE – VIDEO Выходное напряжение = ΔV = Опорный уровень – видео

Типичное разрешение АЦП: от 10 до 14 разрядов
Типичная скорость дискретизации: от 12 до 65 MSPS

Часто для борьбы с такими шумами применяется метод, называемый двойной коррелированной выборкой (Correlated Double sampling - CDS). На рисунке представлена одна из схемных реализаций этого метода (существует много других схем). На вход обоих УВХ подается выходное напряжение ПЗС.
В конце интервала сброса УВХ1 запоминает сумму напряжений опорного уровня и шума KT/C. В конце интервала видео УВХ2 запоминает сумму напряжений видео и шума KT/C. Выходы УВХ приложены к усилителю разности, вычитающему одно входное напряжение из другого. В этой схеме есть только короткий интервал времени, когда выходы обоих УВХ постоянны, и их разность равна ΔV, поэтому усилитель должен быть быстродействующим. Отметим, что выходное напряжение равно разности опорного и видеоуровней, а шум KT/C удален.

В факс-машинах и сканерах низкого разрешения вместо ПЗС матриц применяются контактные сенсоры изображения (Contact Image Sensors – CIS). Хотя их разрешение хуже, чем у матриц ПЗС, но они недороги и у них очень простая оптика. Выходное напряжение CIS подобно напряжению ПЗС, за исключением того, что оно выдается относительно потенциала земли (или потенциала, близкого к земле), и его не требуется фиксировать. Вдобавок к этому, выходное напряжение не содержит шума сброса в каждый пиксельный период, т.е. исключается необходимость применения функции CDS. Типичное выходное напряжение CCD лежит в диапазоне от нескольких сотен милливатт до 1 В (полный размах). Отметим, что хотя и не требуется фиксация сигнала CCD, его выходное напряжение перед дискретизацией должны подвергнуться выборке/хранению.

AD9898 процессор сигналов ПЗС матрицы с генератором синхросигналов Precision Timing™
[рисунок]
6 dB TO 40 dB – От 6 до 40 дБ
VGA – Усилитель с переменным коэффициентом усиления
VREF – Опорное напряжение
ADC – АЦП
CLAMP – Схема фиксации
INTERNAL CLOCKS – Внутренние тактовые импульсы
HORIZONTAL DRIVERS – Горизонтальные драйверы
PRECISION TIMING GENERATOR – Прецизионный генератор синхросигналов
V-H CONTROL – Управление вертикальными и горизонтальными импульсами
SYNC GENERATOR – Синхрогенератор
INTERNAL REGISTERS – Внутренние регистры

AD9898 – БИС обработки сигналов ПЗС матриц цифровых фото- и видеокамер. На рисунке показана упрощенная блок-схема AD9898. Она включает в себя полный аналоговый интерфейс с 10-разрядным преобразованием и полнофункциональный программируемый генератор сигналов синхронизации. Ядро прецизионного синхрогенератора позволяет регулировать высокоскоростные системные синхросигналы с точностью до 1 нс при работе с производительностью 20 MSPS. Аналоговый интерфейс включает в себя фиксатор уровня черного, схему CDS, усилитель с переменным коэффициентом усиления и 10-разрдяный АЦП. Генератор синхросигналов обеспечивает ПЗС матрицу всеми необходимыми синхроимпульсами: RG (импульс сброса), горизонтальный синхроимпульс, вертикальный синхроимпульс, импульсы стробирования сенсоров, тактирование подложки, импульс смещения подложки. Работа схемы программируется по 3-проводному последовательному интерфейсу.
AD9898 размещена в миниатюрном корпусе LFCSP с 48 выводами, диапазон рабочих температур от –20 до 85°C.
Другие приборы для обработки сигналов изображения ПЗС матриц можно найти на www.analog.com/afe.

Применение АЦП в видеотехнике
www.analog.com/video

Цифровое видео появилось в начале 1970-х годов, когда АЦП со скоростью преобразования от 15 до 20 MSPS стали реальностью. Субъективные оценки показали, что достаточно 8-разрядного разрешения при дискретизации композитного видеосигнала на частотах дискретизации, в 3–4 раза превышающих частоту цветовой поднесущей NTSC (3,58 МГц). Сначала цифровые методы были применены в функциональных блоках, которые заменяли блоки, ранее реализованные с применением аналоговых методов. У этих первых цифровых блоков были аналоговые входные и выходные сигналы, а внутри цифровые узлы коррекции временных искажений, память на кадр, преобразователи стандартов и т.п. Доступность недорогих ИС АЦП в 1980-х годах сыграла большую роль в развитии цифрового видео.
Появившиеся в 1980-х годах цифровые видеомагнитофоны базировались на рекомендациях МККР. В большом количестве распространялись цифровые функциональные блоки, такие как цифровые генераторы эффектов, графические системы, память стоп-кадра – но все эти приборы работали на множестве нескоррелированных и несовместимых стандартах.
В 1980-х годах Общество кино- и телеинженеров США SMPTE (Society of Motion Picture and Television Engineers) разработало цифровой стандарт SMPTE 244M, в котором определялись характеристики дискретизированного частотой 4fSC композитного видеосигнала NTSC, а также характеристики параллельного цифрового интерфейса, который допускал выборки до 10 разрядов. Цифровой интерфейс состоял из 10 дифференциальных ЭСЛ-совместимых сигналов данных, одного дифференциального ЭСЛ-совместимый сигнал синхронизации и т.д., всего 25 контактов. Позже цифровые системы с 4fSC NTSC цифровыми сигналами были дополнены высокоскоростным последовательным интерфейсом со скоростью передачи данных 143 Мбит/с (SMPTE 259M).

Модель формирования композитного видеосигнала из RGB компонентов
[рисунок]
RGB FROM CAMERA – Сигналы RGB из видеокамеры
GAMMA – Гамма-корректор
DIFFERENT SCALE FACTOR – Масштабные коэффициенты
MATRIX – Матрица
SYNC GEN. – Синхрогенератор
DELAY – Задержка
LUMA – Сигнал яркости
CHROMA – Сигнал цветности
LPF – ФНЧ
ADDER – Сумматор
COLOR SUBCARRIER – Цветовая поднесущая
BURST KEY – Ключ вспышки
COMPOSITE SYNC – Композитный синхросигнал
BURST GEN. – Генератор вспышки
S-VIDEO OR Y'/C – S-видео или Y'/C
COMPOSITE VIDEO – Композитный видеосигнал
CVBS – Композитный видеосигнал со вспышкой и синхросигналом – CVBS

Еще до утверждения стандарта 4fSC цифрового композитного сигнала проходила работа по цифровым компонентным системам, которая по сравнению с цифровыми композитными системами имеет ряд преимуществ. Чтобы понять различия и преимущества, рассмотрим на приведенном рисунке обобщенную блок-схему формирования композитного вещательного видеосигнала.
Естественные RGB-сигналы с цветной видеокамеры сначала проходят через нелинейный гамма-корректор, который компенсирует нелинейности, присущие приемной ЭЛТ. Затем выходные сигналы гамма-корректора R'G'B' проходят через резистивную матрицу, которая формирует широкополосный яркостный сигнал и два ограниченных по полосе цветоразностных сигнала. Яркостный сигнал формируется по соотношению Y' = 0,587G' + 0,229R' + 0,114B'. Еще формируются два цветоразностных сигнала, обозначенных R'–Y' и B'–Y'. Эти два сигнала квадратурно модулируют цветовую поднесущую, модулированные сигналы суммируются и образуют сигнал цветности. Затем сигнал вспышки и цветовой синхронизации складываются с яркостным сигналом и сигналом цветности – таким образом формируется композитный видеосигнал NTSC, обозначаемый CVBS (composite video with burst and sync – композитный видеосигнал с вспышкой и синхросигналом), который, в конечном счете и передается в эфир.
В телевизионном приемнике осуществляется обратный процесс – композитный видеосигнал раскладывается на цветовые компоненты, и в конце процесса сигналы RGB управляют электронно-лучевой трубкой телевизора.
Следует отметить, что система NTSC была разработана так, чтобы была полная совместимость с существующими черно-белыми стандартами.

Аналоговые разъемы на приемниках высокого класса
[рисунок]

CVBS Composite Video with Burst and Sync – CVBS, композитное видео с сигналом вспышки и синхросигналом
S-Video Y'/C – S-Видео Y'/C
Component Video Y'PrPb or Y'CrCb – Компонентное видео Y'PbPr или Y'CrCb
2 Outputs – 2 выхода
1 Output – 1 выход

Обратите внимание, что каждый этап формирования композитного видеосигнала после резистивной матрицы потенциально может добавить в сигнал артефакты (искажения, проявляющиеся в виде ложных изображений). Поэтому разработчики систем цифрового видео быстро поняли, что больше преимуществ имеет система, дискретизирующая видеосигнал как можно ближе к естественному формату R'G'B'. Сначала был разработан стандарт аналогового компонентного видео, который обозначался Y'PbPr. Соответствующий цифровой стандарт обозначается Y'CbCr.
Другой аналоговый компонентный стандарт обозначается Y'UV, он аналогичен Y'PbPr, но имеет иные масштабирующие коэффициенты цветоразностных сигналов.
Последний распространенный аналоговый компонентный стандарт называется S-видео, или просто Y'/C.
Это двухкомпонентная аналоговая система, часто применяется в высококачественных видеомагнитофонах, DVD-плеерах, ТВ-приемниках и мониторах.
Подробнее о различных видеостандартах можно ознакомиться в литературе, приведенной ссылке ниже.

Keith Jack, Video Demystified, Fourth Edition (Раскрытие секретов видео, 4-е издание) Elseiver-Newnes, 2005, ISBN:0-7506-7822-4.
{на момент перевода вышло пятое издание книги}

Видеодекодеры и кодеры для телевидения высокой четкости
[рисунок]

ANALOG VIDEO: COMPONENT OR COMPOSITE INPUTS – Аналоговое видео: компонентные или композитные входы
VIDEO DECODER – Видеодекодер
ADCs – А/Ц преобразователи
DIGITAL PROCESSING – Цифровая обработка
DIGITAL VIDEO COMPONENT OUTPUTS – Компонентные выходы цифрового видео
DIGITAL VIDEO COMPONENT INPUTS – Компонентные входы цифрового видео
VIDEO ENCODER – Видеокодер
DACs – Ц/А преобразователи
ANALOG VIDEO: COMPONENT OR COMPOSITE OUTPUTS – Аналоговое видео: компонентные или композитные выходы

Видеодекодер преобразовывает сигналы аналогового композитного видео (CVBS), S-видео (Y'/C), Y'UV или Y'PbPr в цифровой видеопоток в форме цифрового потока Y'CrCb по стандарту ITU-R BT.656 4:2:2 компонентного видео, совместимого с NTSC, PAL B/D/G/H/I PAL M, PAL N или другими. Функция АЦП подразумевается в определении видеодекодера.
Цифровой видеокодер преобразовывает цифровые компонентное видео (например ITU-R BT.601 4:2:2) в полосу частот стандартного аналогового композитного сигнала, совместимого с NTSC, PAL B/D/G/H/I PAL M, или PAL N. В дополнение к выходному композитному сигналу часто имеется возможность вывести компонентные аналоговые видеосигналы S-Видео (Y'/C), RGB, Y'PbPr или Y'UV.
В отличие от терминологии АЦП и ЦАП, в цифровом видео термины кодер и декодер используются для обозначения функций АЦП и ЦАП, а их комбинация называется кодек (кодер-декодер).
Причина этого в том, что видеоинженеры считают композитный сигнал имеющим сигнал цветности, кодированный поверх сигнала яркости. Видеодекодер (с А/Ц преобразователями) декодирует (разделяет) сигналы цветности и яркости. Поэтому он считается декодером. С другой стороны, видеокодер кодирует сигналы цветности и яркости обратно в композитный сигнал.

Важнейшие характеристики АЦП для работы с видеосигналами

• Разрешение, скорость дискретизации, линейность, полоса пропускания
• Дифференциальный коэффициент передачи (CVBS)
• Дифференциальный сдвиг фазы (CVBS)
• SNR
• Только для сигнала цветности (компонентное видео)
• Точность передачи оттенков
• Точность цветовой насыщенности
• Диапазон управления коэффициентом передачи цветности
• Диапазон коэффициента передачи аналогового цвета
• Диапазон коэффициента передачи цифрового цвета
• Погрешность амплитуды сигнала цветности
• Погрешность фазы сигнала цветности
• Перекрестная модуляция между сигналами цветности и яркости
• Только для сигнала яркости (компонентное видео)
• Точность передачи яркости
• Точность передачи контрастности

Это важнейшие характеристики АЦП, предназначенных для работы в качестве видеодекодера. Они легко достигаются 8- или 10-разрядными конвейерными КМОП АЦП, интегрированными в ИС декодеров.
Определения этих характеристик и описание цифровых видео можно найти в литературе, приведенной в ссылке ниже.

Keith Jack, Video Demystified, (Раскрытие секретов видео) Fourth Edition Elseiver-Newnes, 2005, ISBN:0-7506-7822-4.

10-разрядный видеодекодер стандартного разрешения ADV7180
[рисунок]
CLOCK PROCESSING BLOCK – Блок обработки синхросигналов
PLL – ФАПЧ
ADLLT PROCESSING – Обработка ADLLT
10-BIT, 86 MHz ADC – 10-разрядный АЦП со ск. дискр. 86 МГц
MUX BLOCK – Мультиплексор
AA FILTER – Антиалиасный фльтр
SHA – УВХ
A/D – А/Ц
DIGITAL PROCESSING BLOCK – Блок цифровой обработки
2D COMB – 2D COMB фильтр (гребенчатый фильтр)
VBI SLICER – Обработка телетекста
COLOR DEMOD – Декодирование цвета
OUTPUT BLOCK – Выходной блок
FIFO – Буфер FIFO
REFERENCE – Опорное напряжение
I2C/CONTROL – I2C / Управление

ADV7180 автоматически распознает и преобразовывает аналоговые телевизионные сигналы стандартного разрешения, совместимые со стандартами NTSC, PAL и SECAM, в 4:2:2 компонентный цифровой поток данных, совместимый с 8-битным интерфейсом стандарта ITU-R BT.656. Простой цифровой выходной интерфейс напрямую соединяется с широкой номенклатурой декодеров MPEG, кодеками, мобильными видеопроцессорами и цифровыми видеокодерами ADI, такими как AD7179.
При необходимости выходные сигналы HS, VS, и FIELD могут подаваться на контроллеры ЖКИ и другие видеоБИСы. Точное 10-разрядное преобразование обеспечивает профессиональное качество видеоизображения бытовой аппаратуры с истинным 8-разрядным разрешением.
К трем аналоговым видеовходам можно подключить широкий ряд источников видеосигнала – стандартный композитный, S-видео или компонентные видеосигналы. Схемы АРУ и фиксации/восстановления уровня допускают входной видеосигнал размахом до 1 В. Также, имеется возможность автоматические регулировки заменить ручными. Выход когерентных строчных синхросигналов допускает возможность работать с выходными данными, временными метками и синхросигналами как синхронными, так и асинхронными или привязанными к строчным сигналам даже при изменении длины строк до ±5%. Выходные управляющие сигналы позволяют прямое соединение с интерфейсами различных устройств.
ADV7180 программируется через 2-проводный последовательный двунаправленный порт (совместимый с I2C). Эта ИС изготавливается по технологии 1,8 В КМОП. При своей малой потребляемой мощности монолитная КМОП-структура ИС обеспечивает высокую производительность. 40-выводной корпус с размерами кристалла LFCSP делает декодер идеальным для применения в переносных устройствах. Также есть вариант исполнения в 64-выводном корпусе LQFP (совместимый по выводам с ADV7181B).

Более подробные сведения о видео кодерах и декодерах можно найти на сайте www.analog.com/video.

Электроника интерфейса
плоскопанельных дисплеев

www.analog.com/display

Аналоговый и цифровой интерфейсы плоскопанельных дисплеев
[рисунок]
PC GRAPHICS CARD – Видеокарта ПК
DATA FROM CPU – Данные из ЦПУ
GRAPHICS CONTROLLER – Графический контроллер
VIDEOFRAME BUFFER – Буфер видеокадра
PIXELS (DIGITAL) – Пикселы (в цифровом виде)
RAM-DACs AND TIMING SIGNALS – ВидеоЦАП и сигналы развертки
DIGITAL (DVI 1.0) – Цифровые данные (по стандарту DVI 1.0)
ANALOG VIDEO – Аналоговые видеосигналы
FLAT PANEL DISPLAY – Плоскопанельный дисплей
GRAPHICS CONTROLLER – Графический контроллер
PANEL INTERFACE – Интерфейс панели
LCD COLUMN DRIVERS – Драйверы столбцов ЖК-дисплея
ANALOG-DIGITAL CONVERSION, FORMATTING – Аналого-цифровое преобразование, форматирование
LCD DISPLAY – ЖК-дисплей

В последние годы популярность плоскопанельных ЖК-дисплеев неуклонно растет. Мониторы на ЭЛТ быстро заменяются на ЖК. Также, для проведения презентаций, сейчас вместо 35-мм проекторов применяются ЖК-проекторы.
Видеокарты типичного настольного компьютера, управляющие внешним монитором, преобразовывают цифровые пиксельные данные в аналоговый RGB-сигнал. В ноутбуках встроенный ЖК-дисплей обычно напрямую управляется цифровыми данными, но они также преобразуются в аналоговое RGB-видео с применением видеоЦАП, которое выводится на выходной видеоразъем для управления внешним монитором или проектором.
Аналоговый RGB-интерфейс был первичным средством отображения графических данных, сформированных компьютером. Существующие ныне видеокарты для преобразования цифровых графических данных в аналоговые RGB-сигналы используют преобразователи RAM-DAC (видеоЦАП с встроенной таблицей цвета). Поэтому для завоевания рынка новые плоскопанельные дисплеи должны иметь возможность работать с таким традиционным интерфейсом.
Усилиями Рабочей группы по цифровым дисплеям DDWG (Digital Display Working Group) в установлении индустриального стандарта следующего поколения разработана спецификация цифрового видео интерфейса DVI 1.0 (Digital Video Interface). В этой спецификации описывается, как разработчики должны реализовать аналоговый и цифровой интерфейсы. Временные диаграммы аналогового интерфейса описаны стандартом Ассоциации стандартов по видеоэлектронике (VESA) для мониторов, а цифровой интерфейс применяет формат TMDS (Transition Minimized Differential Signaling – дифференциальная передача сигналов с минимизацией переходов).

Аналоговый интерфейс плоскопанельного дисплея AD9888
со скоростью 100/140/170/205 MSPS
[рисунок]

2:1 MUX – Мультиплексор 2:1
CLAMP – Схема фиксации
A/D – А/Ц
SYNC PROCESSING AND CLOCK GENERATION – Обработка синхросигналов и генерация импульсов синхронизации
REF – Опорное напряжение
SERIAL REGISTER AND POWER MANAGEMENT – Последовательный регистр и управление питанием

AD9888 – пример высокоинтегрированной ИС плоскопанельного интерфейса. Это полный 8-разрядный монолитный интерфейс со скоростью 205 MSPS, оптимизированный для приема сигналов RGB с видеокарты персонального компьютера или рабочей станции. Скорость дискретизации интерфейса 205 MSPS и полномасштабная аналоговая полоса пропускании 500 МГц поддерживает разрешения вплоть до UXGA (1600×1200 при 75 Гц).
AD9888 – полностью интегрированное интерфейсное решение, позволяющее упростить конструкцию и минимизировать стоимость. ИС содержит аналоговый интерфейс из трех АЦП со скоростью выборки 205 MSPS и внутренним источником опорного напряжения 1,25 В, генератор с ФАПЧ для формирования пиксельной частоты из сигналов HSYNC и COAST, фиксатор по середине шкалы, и программируемые коэффициент усиления, смещение и управление фиксацией. Для работы ИС требуются только напряжение питания 3,3 В, аналоговый входной сигнал и сигналы HSYNC и COAST.
На КМОП-выходы с тремя состояниями можно подавать напряжение от 2,5 до 3,3 В. Генератор с ФАПЧ формирует пиксельную частоту от сигналов со входов HSYNC и COAST. Диапазон частот пиксельной частоты от 10 до 205 МГц. Типичный размах дрожания (фазовый шум) генератора с ФАПЧ при частоте 205 МГц менее 450 пс. При наличии сигнала COAST генератор поддерживает выходные частоты даже при отсутствии сигнала HSYNC. Поддерживаются фазовые соотношения между сигналами данных, HSYNC, и выходным синхросигналом. Работу генератора с ФАПЧ можно запретить и в качестве пиксельного синхросигнала применить синхросигнал с внешнего входа.
AD9888 способен полностью обеспечить синхронизацию от композитного синхросигнала и от синхросигнала Sync-on-Green. Сигнал фиксации формируется внутри схемы или может использоваться сигнал, поданный на вывод CLAMP. Этот интерфейс полностью программируется через двухпроводный последовательный интерфейс. Изготовленный по улучшенной КМОП технологии, прибор выпускается в миниатюрном 128-выводном пластмассовом корпусе MQFP для поверхностного монтажа, его температурный диапазон от 0 до 70°C.
Подробные описания других интерфейсов дисплеев можно найти на сайте www.analog.com/display.

Применение высокоскоростных АЦП
в ультразвуковых приборах

www.analog.com/adcs
www.analog.com/amps
www.analog.com/vga

Сравнение аналоговых и цифровых методов формирования пучка
в ультразвуковых применениях
[рисунок]
FOCAL POINT – Фокальная точка
ARRAY – Массив (сенсоров)
ADC – АЦП
FIFO – Буфер FIFO
VARIABLE DELAYS – Переменные задержки
DIGITAL ADDER – Цифровой сумматор
OUTPUT SIGNAL – выходной сигнал
ANALOG BEAMFORMING – Аналоговое формирование пучка
DIGITAL BEAMFORMING – Цифровое формирование пучка

В настоящее время в области устройств обработки сигналов широкого применения медицинские ультразвуковые системы относятся к числу наиболее сложных. Как и в любом сложном приборе, при их реализации приходится делать компромиссы между параметрами, размерами и стоимостью. Чтобы полностью оценить требующиеся функции и уровни характеристик интерфейсных ИС, особенно малошумящего усилителя (МШУ), усилителя с временной регулировкой коэффициента усиления (TGC – time gain compensation amplifier) и аналого-цифрового преобразователей (АЦП), требуется некоторое понимание работы всей системы.
В ультразвуковых системах как с аналоговым (ABF – Analog Beamforming), так и с цифровым (DBF – Digital Beamforming) формированием пучка принятые в каждом канале импульсы, отраженные от частных фокальных точек, запоминаются, потом выравниваются во времени и когерентно суммируются (для улучшения пространственного коэффициента обработки, так как шумы каналов некоррелированы). Изображение может быть сформировано как последовательностью аналоговых уровней, задержанных аналоговыми линиями задержки, просуммированных и преобразованных после суммирования в цифровую форму (в случае ABF), так и цифровым способом, дискретизируя аналоговые уровни как можно ближе к сенсорным элементам, запоминанием их в буфере FIFO, и цифровым суммированием (в случае DBF).
На рисунке показаны базовые блок-схемы, соответствующие системам с аналоговым и цифровым формированием пучка. В обеих системах к совпадению характеристик каналов предъявляются строгие требования. Отметим, что усилители с переменным коэффициентом усиления требуются в обеих реализациях, и будут оставаться в цифровых системах, пока не будут созданы АЦП с достаточным динамическим диапазоном при приемлемых потребляемой мощности и стоимости.
Также отметим, что в системах формирования изображения с ABF требуется только один высокоскоростной АЦП с очень высоким разрешением, а в системах с DBF требуется много высокоскоростных АЦП с высоким разрешением. Иногда в системах с ABF для сжатия динамического диапазон перед АЦП ставят логарифмирующий усилитель.

Компенсация ослабления сигнала в тканях тела усилителем
с временной регулировкой усиления
[рисунок]
RECEIVED SIGNAL – Принятый сигнал
LNA – МШУ (малошумящий усилитель)
VGA – Усилитель с изменяемым коэффициентом усиления
ADC 12-BIT 65 MSPS – АЦП 12 разрядов 65 MSPS
ENOB = 11,3 bits – ENOB = 11,3 разряда
G = -4.5 dB to +43.5 dB OR +7.5 dB to 55.5 dB – Коэффициент усиления G от -4,5 дБ до +43,5 дБ или от +7,5 до 55,5 дБ
GAIN CONTROL VOLTAGE – Напряжение управления коэффициентом усиления
G = 50 dB/V – G = 50дБ/В
SOFT BODY TISSUE RT ATTENUATION = 2 dB/cm/MHz – Затухание в мягких тканях тела 2 дБ/см/МГц (туда и обратно)
DEPTH INTO BODY – Глубина проникновения в тело

При 5 МГЦ:
Задержка в мягких тканях тела = 13,4 мкс/см (в двух направлениях)
• Ослабление в двух направлениях = 10 дБ/см
• Наклон напряжения управления усилителем = (10дб/см)/(13,4мкс/см) = 0,746дБ/мкс = 15 мВ/мкс

Рабочие частоты ультразвука, применяемого в медицине, лежат в диапазоне от 1 до 40 МГц (у аппаратов внешнего обследования – от 1 до 15 МГц, у аппаратов внутривенного сердечно-сосудистого обследования – до 40 МГц). В принципе, чем выше частота – тем лучше разрешение, но ослабления излучения в мягких тканях ограничивает частоту требуемой глубиной проникновения. Поэтому нельзя значительно повысить частоту ультразвука, так как опытом установлено, что затухание в мягких тканях составляет около 1 дБ/см/МГц, т.е. затухание сигнала в двух направлениях на частоте 5 МГЦ при глубине проникновения 5 см составит 5×2×5 = 50 дБ. Чтобы получить динамический диапазон отраженного сигнала около 60 дБ на любой глубине, требуемый динамический диапазон должен быть равным 110 дБ.
На рисунке показан один канал ультразвуковой системы с DBF. Усилитель с изменяемым коэффициентом усиления AD8334 обеспечивает изменение коэффициента усиления на ~48 дБ пропорционально управляющему напряжению (G = 50 дБ/В). Изменяющееся управляющее напряжение с подходящим наклоном позволяет AD8334 компенсировать ослабление сигнала в мягких тканях и выдать на вход АЦП сигнал с более или менее постоянной амплитудой в течение импульса излучения.
На примере, показанном на рисунке, задержка в двух направлениях равна 13,4 мкс. Ослабление в двух направлениях составляет 10 дБ/см. Следовательно, компенсация коэффициента усиления должна быть 10 дБ: 13,4 мкс/см = 0,764 дБ/мкс. Изменение коэффициента усиления от управляющего напряжения у AD8334 равно 50 дБ/В. Следовательно, скорость нарастания (наклон) управляющего напряжения 0,764дБ/мкс: 50 дБ/В = 15 мВ/мкс скомпенсирует ослабление в мягких тканях при частоте 5 МГц.
Для этой схемы выбран счетверенный 12-разрядный АЦП AD9228 со скоростью дискретизации 65MSPS.

Узел многоканального ультразвукового прибора на AD8334 и AD9228
с потреблением 264 мВт/канал
[рисунок]
580 мВ – 580 мВт
LNA – МШУ
VGA – Усилитель с изменяемым коэффициентом усиления
GAIN CONTROL – Управление коэффициентом усиления
477 мВ – 477 мВт
T/H – Слежение / хранение
ADC – АЦП
SERIAL LVDS – Последовательный интерфейс LVDC
DATA CONTROL – Управление данными

На рисунке показана блок-схема ультразвуковой системы с применением счетверенного усилителя AD8334 и счетверенного АЦП AD9228. Потребляемая мощность – 264 мВт на канал. AD8331/AD8332/AD8334 – соответственно одно-, двух-, и четырехканальные усилители с сверхмалым уровнем шумов и изменяемым линейно в децибелах коэффициентом усиления. Оптимизированные для ультразвуковых применений, они работают до частоты 120 МГц как малошумящие усилители с изменяемым коэффициентом усиления. Каждый канал состоит из сверхмалошумящего предварительного усилителя (МШУ), усилителя с изменяемым коэффициентом усиления X-AMP® с диапазоном изменения коэффициента усиления 48 дБ и выходного усилителя с выбираемым коэффициентом усиления и регулируемым ограничением выходного напряжения. У МШУ с несимметричным входом и дифференциальным выходом коэффициент усиления 19 дБ. Для согласования с выходным сопротивлением датчика входное сопротивление МШУ можно регулировать единственным внешним резистором, не ухудшая при этом его шумовых характеристик. Диапазон изменения коэффициента усиления 48 дБ позволяет применять усилитель в различных схемах. Превосходное совпадение частотных характеристик каналов обеспечивается во всем диапазоне частот полосы пропускания. Интерфейс управления коэффициентом усиления обеспечивает линейное в децибелах масштабирование 50 дБ/в в диапазоне управляющих напряжений от 40 мВ до 1 В. Заводская подгонка гарантирует совпадение коэффициентов усиления как между каналами, так и у разных микросхем.
Дифференциальная разводка сигналов обеспечивает минимальные уровни второй и третьей гармоник и низкие перекрестные помехи. Низкий уровень приведенного к выходу шума усилителей с изменяемым коэффициентом усиления наиболее подходит для управления высокоскоростным дифференциальным АЦП. Для оптимизации общего коэффициента усиления и уровня шумов при работе с 10- и 12 разрядными АЦП, коэффициент усиления выходного каскада можно выбирать от 3,5 до 15,5 дБ, изменяя логические уровни на соответствующих выводах. Для предотвращения перегрузки АЦП выходное напряжение можно ограничить на выбранном пользователем уровне. Уровень ограничения устанавливается внешним резистором. Рабочий диапазон температур – от –40 до 85°C. AD8334 выпускается в 64-выводном корпусе LFSP.
Счетверенный АЦП AD9228 со скоростью преобразования 65 MSPS имеет при работе на ультразвуковых частотах 11,3 эффективных разряда.

Eberhard Brunner, ”How Ultrasound System Considerations Influence Front-End Component Choice”, (Соображения по выбору интерфейсных элементов для УЗ систем) Analog Dialogue 36-03, 2002.

Основные требования к АЦП для УЗ-систем

• Скорость дискретизации 65 MSPS
• Разрешение 12 разрядов
• Полоса частот 100 МГц
• Эффективное количество разрядов (ENOB) более 10
• Потребляемая мощность на канал
• Стоимость на канал
• Размер корпуса на канал
• Формат выходных данных – обычно последовательный LVDS (для уменьшения количества выводов и снижения шумов)

Перечислены основные требования к АЦП для ультразвуковых систем. Интерфейс выходных данных LVDS выбирается для уменьшения числа выводов, уменьшения размера корпуса и минимизации шума от переключений логических выходов.

Оценочные комплекты АЦП и средство моделирования ADIsimADC®

www.analog.com/fifo
www.analog.com/adisimadc
www.analog.com/designtools

Оценочный комплект Analog Devices – буфер FIFO для высокоскоростных АЦП
[рисунок]
FFT DISPLAY AND ANALYSIS – Дисплей с данными БПФ и анализов
ADC Analyzer™ Software – Программное обеспечение ADC Analyzer™
FIFO BOARD – Плата FIFO
ADC EVALUATION BOARD – Оценочная плата АЦП
USB Interface to PC – USB интерфейс к компьютеру

Analog Devices предлагает полный комплект аппаратного и программного обеспечения для оценки преобразователей данных. Чтобы провести измерения с применением БПФ, выходные данные АЦП должны быть «захвачены» в соответствующую память. Для сопряжения оценочной платы АЦП с компьютером разработана изображенная на рисунке плата буферной памяти FIFO, в которой запоминаются данные АЦП. Она соединяется с компьютером по стандартному интерфейсу USB.
Программа ADC Analyzer™ («Анализатор АЦП») – удобный способ для генерации БПФ из выходных данных преобразователя. Она также проводит вычисление SNR, SFDR, нелинейных искажений и т. д.
В спецификациях каждого преобразователя включаются данные о схеме, топологии печатной платы и список деталей соответствующей оценочной платы. Оценочные платы имеет оптимальную разводку печатной платы, которую можно использовать в реальной системе с данным АЦП. По отдельному запросу предоставляются файлы в формате Gerber для разработки платы.

Плата с матричной БИС FPGA для преобразовании интерфейса LVDS
[рисунок]
FFT DISPLAY AND ANALYSIS – Дисплей с данными БПФ и анализов
ADC Analyzer™ Software – Программное обеспечение ADC Analyzer™
Standard USB 2.0 – USB стандарта 2.0
Filtered Analog Input – Вход отфильтрованного аналогового сигнала
Clock Input – Вход тактовых импульсов
SERIAL LVDS ADC EVALUATION BOAPD – Оценочная плата АЦП с последовательным выходом LVDS
SERIAL TO PARALLEL CONVERSION HSC-ADC-FPGA – Преобразователь последовательного интерфейса в параллельный
HSC-ADC-EVALA/B-SC OR HSC-EVALA/B-DC – Плата HSC-ADC-EVALA/B-SC или HSC-EVALA/B-DC
PS – БП
REG – Стабилизатор
ADC – АЦП
CLOCK CIRCUIT – Схема тактирования
CHB FIFO – FIFO канала B
CHA FIFO – FIFO канала A
TIMING CIRCUIT – Схема синхронизации
USB CTLR – Контроллер USB
High-Speed connector – Высокочастотный соединитель
120-pin connector – Соединитель с 120 контактами

Для осуществления интерфейса с АЦП, у которых выходные данные выдаются в последовательном формате LVDS с платой FIFO, добавлена плата HSC-ADC-FPGA – преобразователь последовательного интерфейса в параллельный.
Более подробные сведения о работе платы FIFO и оценочных платах АЦП можно найти на сайте www.analog.com/fifo.

Средство моделирования ADIsimADC®

• Виртуальные оценочные платы
• Быстрый обзор многих преобразователей без установки на макетную плату
• Можно напрямую сравнивать характеристики моделей ADIsimADC® и реальных АЦП с помощью ADC Analyzer
• Спецификации с нужными сейчас данными
• Вас не устраивают наборы условий в спецификациях? Пользователь может установить свои наборы входных условий
• Поддержка средства
• Доступна документация Matlab. Другие документы публикуются на постоянной основе

ADIsimADC® моделирует работу преобразователей на основе их критических характеристик – смещения, коэффициента передачи, скорости дискретизации, полосы пропускания, фазового шума, времени ожидания, нелинейности по постоянному и переменному току.
Эти модели дают возможность подтвердить достоверность характеристик преобразователя на системном уровне, чтобы определить применимость выбранного прибора в конкретной системе.
Пользователь в режиме реального времени может запустить БПФ и анализы во временном домене; анализировать SNR, SINAD, SFDR, гармоники; экспортировать полученные данные для дополнительного анализа.
Программу ADIsimADC и модели для нее можно бесплатно загрузить со страницы www.analog.com/adisimadc. По мере выхода новых приборов библиотека моделей постоянно обновляется.
Интерактивная веб-версия ADIsimADC доступна по адресу www.analog.com/designcenter.

Моделирование АЦП при помощи ADIsimADC®
[рисунок]
WORST CASE SPURIOUS – dBFS AND dBc – Уровень наихудшей гармоники, дБFS и дБс
ANALOG INPUT POWER LEVEL – dBFS – Уровень мощности входного аналогового сигнала
ENCODE = 80 MSPS AIN = 30.5 MHz – Частота дискретизации = 80 MSPS, частота входного сигнала = 30,5 МГц
DATA SHEET – Графики из спецификаций
SFDR = 90 dB REFERENCE LINE – Справочная прямая для SFDR = 90 дБ
SIMULATION – Результат моделирования

• Функциональное моделирование АЦП позволяет включить его поведение в модели системы
• Функциональная модель
• Модель не имеет точности до бита
• Не алгоритмическая (то есть, не моделирует прохождение сигнала через АЦП)
• Передаточная функция рассчитана из реальных данных об интегральной нелинейности
• Модели позволяют сделать выбор между многими вариантами проекта системы без изготовления прототипов
• Снижается вероятность выбора неподходящего АЦП, так как можно быстро оценить много разных АЦП
• При моделировании вычисляется:
• Коэффициент передачи, смещение, задержки, фазовый шум, DNL и INL, зависимость передаточных характеристик от частоты, тепловые шумы и много других параметров

ADIsimADC – программа функционального моделирования, которая использует передаточные функции, взятые из спецификаций рассматриваемого АЦП. Модели АЦП выкладываются на вебсайте ADI и пополняются по мере появления новых изделий.
Из рисунка следует, что моделированный график зависимости SFDR от уровня входного сигнала совпадает с реальным графиком из спецификации на АЦП AD6645. Провалы на графике динамического диапазона преобразователя появляются на предсказанных местах и являются типичными нелинейностями, связанными с передаточной функцией конвейерной архитектуры.

Работа с программой ADIsimADC®
[рисунок]
SELECT DEVICE MODEL –
SELECT INPUT SIGNAL AND INTERFACE PARAMETERS –

Работать с программой ADIsimADC® несложно. На рисунке показано, что сначала выбрана вкладка ”Device” («Прибор»). Набор последних моделей можно скачать со страницы www.analog.com/adsimadc. В этом списке показаны модели для каждого АЦП.
Потом на вкладке ”Input” («Вход») выбирается частота и амплитуда входного сигнала, частота дискретизации. Отметим, что при желании можно добавить внешний фазовый шум.
В дополнение к моделям конкретных изделий, есть модели для идеальных 8-, 10-, 12-, 14- и 16-разрядных АЦП. Идеальные модели можно использовать в учебных целях или для сравнения идеальных и реальных характеристик.

Выходной график БПФ 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246
при fin = 2,211 МГц, fS = 125 MSPS

[рисунок]
DATA TABLE – Таблица с данными
FFT OUTPUT – Выходной график БПФ

На рисунке показан выходной график БПФ для 14-разрядного АЦП со скоростью преобразования 105/125 MSPS при входном сигнале 2,211 МГц и частоте выборки 125 MSPS, построенный программой ADIsimADC. Обратите внимание, что программа отмечает положение первых пяти гармонических составляющих.
В таблице с данными (слева) приведены входные условия и вычисленные значения SNR, SINAD, составляющие гармонических искажений, THD и SFDR. Также вычисляется уровень шума на выходе.
Наибольшая негармоническая помеха отмечена знаком «+».

Выходной график БПФ 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246
при fin = 170,111 МГц, fS = 125 MSPS
[рисунок]

SHOWS LOCATION OF ALIASED FUNDAMENTAL AND HARMONIC PRODUCTS – Показано расположение перенесенных основной гармоники сигнала и гармонических искажений
MHz – МГц

На этом примере программа ADIsimADC работает с дискретизированными сигналами ПЧ, которые находятся вне первой зоны Найквиста. Частота выборки 125 MSPS, а входной сигнал – ПЧ с частотой 170,111 МГц. Выходной график БПФ показывает перенесенную на частоту 45,111 МГц основную гармонику этого сигнала.
Обратите внимание, что на графике БПФ перенесенные гармоники искажений также отмечены цифрами.

Выходной график SFDR 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246
при качании амплитуды сигнала. fin = 170,111 МГц, fS = 125 MSPS
[рисунок]

80 dB REFERENCE LINE – Справочная прямая с SFDR = 80 дБ

Данные, генерируемые программой ADIsimADC, могут быть выданы не только в виде графика БПФ, что мы видели выше, но и в виде амплитудной «пилы», показанной на рисунке для SFDR.
Частота входного сигнала 170,111 МГц, частота выборки 125MSPS, а SFDR показан на графике как уровень входного сигнала, меняющегося от –80 дБFS до –1 дБFS. Диапазон и шаг изменения определяются пользователем.

Выходной график SFDR 14-разрядного 105/125 MSPS АЦП AD9246
при качании частоты сигнала fin от 2 до 170 МГц, fS = 125 MSPS
[рисунок]
INPUT LEVEL = -1dBFS – Уровень входного сигнала -1 дБFS

На рисунке показан выходной график программы при качании частоты – при работе АЦП с фиксированными частотой преобразования и амплитудой входного сигнала, но при изменении частоты входного сигнала в выбранном диапазоне.
На этом примере частота выборки равна 125 MSPS, а график SFDR построен в диапазоне частот входного сигнала от 2,1 до 170,1 МГц.
Также можно построить графики SNR и SINAD при качании амплитуды или частоты.

Усреднение БПФ и опции окна

На рисунке показаны некоторые опции БПФ и формирования окон программы ADIsimADC.
В первом меню можно установить следующее: размер выборок БПФ, число усредняемых БПФ, число элементов дискретизации, которые должны быть включены для вычисления энергии основного сигнала, число элементов дискретизации, которые должны быть включены для вычисления энергии гармоник, и число элементов дискретизации, которые должны быть включены для вычисления энергии постоянной составляющей.
Во втором меню выбирается окно усреднения БПФ: Хэннинга, Блэкмена-Харриса или простое усреднение.
В третьем меню определяется, что будет показано на частотном выходе: проверка соединений (при использовании совместно с оценочными платами), актуальные амплитуды выборок, единичное БПФ, непрерывное БПФ, усреднение нескольких БПФ, непрерывное усреднение БПФ, двухтональный входной сигнал, непрерывный двухтональный входной сигнал и усреднение двухтонального входного сигнала.

Он-лайн версия программы ADIsimADC

Имеется и он-лайн версия программы ADIsimADC, она доступна на странице www.analog.com/designtools. Эта версия программы способна запустить основные функции БПФ, как с качанием амплитуды, так и частоты, для разных АЦП на выбранных пользователем условиях работы.
Эта программа также способна произвести поиск требуемого преобразователя на основе заданных пользователем скорости выборки, разрешения, SNR и SFDR. При поиске выводится список подходящих условиям поиска преобразователей, а для выбора наиболее подходящего можно использовать возможности моделирования.
Он-лайн версия сделана на основе полнофункциональной загружаемой программы ADIsimADC, но имеет ограниченные возможности.

Для заметок